Um dispositivo para medir a qualidade de correspondência do alimentador com a antena (medidor de ROE) é um componente indispensável estação de rádio amador. Quão confiáveis ​​são as informações sobre o estado do sistema de antena que esse dispositivo fornece? A prática mostra que nem todos os medidores SWR fabricados na fábrica oferecem alta precisão de medição. Isto é ainda mais verdadeiro quando se trata de estruturas caseiras. O artigo apresentado aos nossos leitores discute um medidor de ROE com transformador de corrente. Dispositivos deste tipo são amplamente utilizados tanto por profissionais quanto por rádios amadores. O artigo apresenta a teoria de seu funcionamento e analisa os fatores que influenciam a precisão das medições. Conclui com a descrição de dois designs simples e práticos de medidores de ROE, cujas características irão satisfazer os radioamadores mais exigentes.

Um pouco de teoria

Se uma linha de conexão homogênea (alimentador) com impedância característica Z® conectada ao transmissor for carregada com resistência Zн≠Z®, então tanto as ondas incidentes quanto as refletidas aparecerão nela. O coeficiente de reflexão g (reflexão) é geralmente definido como a razão entre a amplitude da onda refletida da carga e a amplitude da onda incidente. Os coeficientes de reflexão para a corrente r e a tensão ru são iguais à razão dos valores correspondentes nas ondas refletidas e incidentes. A fase da corrente refletida (em relação à incidente) depende da relação entre Zн e Zо. Se Zн>Zо, então a corrente refletida será antifásica à corrente incidente, e se Zн

O valor do coeficiente de reflexão r é determinado pela fórmula

onde Rн e Хн são respectivamente os componentes ativos e reativos da resistência da carga. Com uma carga puramente ativa Хн = 0, a fórmula é simplificada para r=(Rн-Zо)/(Rн+Zо). Por exemplo, se um cabo com impedância característica de 50 Ohms for carregado com um resistor de 75 Ohms, então o coeficiente de reflexão será r = (75-50)/(75+50) = 0,2.

Na Fig. A Figura 1a mostra a distribuição da tensão Ul e da corrente Il ao longo da linha justamente para este caso (as perdas na linha não são levadas em consideração). A escala ao longo do eixo das ordenadas para a corrente é considerada Z® vezes maior - neste caso, ambos os gráficos terão o mesmo tamanho vertical. A linha pontilhada é um gráfico da tensão Ulo e da corrente Ilo no caso em que Rн=Zо. Por exemplo, é feita uma seção de uma linha de comprimento λ. Se for mais longo, o padrão se repetirá ciclicamente a cada 0,5λ. Nos pontos da linha onde as fases do incidente e do reflexo coincidem, a tensão é máxima e igual a Uл max -= Uо(1 + r) = Uо(1 + 0,2) = 1,2 Uо, e naqueles onde as fases são opostos, é mínimo e é igual a Ul min = Ul(1 - 0,2) = = 0,8Ul. Por definição, ROE = Ul máx/ /Ul min=1l2Uл/0I8Uл=1I5.

As fórmulas para calcular ROE e r também podem ser escritas da seguinte forma: ROE = (1+r)/(1-r) e r = = (SWR-1)/(SWR+1). Observemos um ponto importante - a soma das tensões máxima e mínima Uл max + Uл min = Uло(1 + r) + Уло(1 - r) = 2Uno, e sua diferença Ul max - Ul min = 2Uлo. A partir dos valores obtidos é possível calcular a potência da onda incidente Ppad = U®2/Zo e a potência da onda refletida Pоtr = = (rU®)2/Zo. No nosso caso (para SWR = 1,5 e r = 0,2), a potência da onda refletida será de apenas 4% da potência da onda incidente.

A determinação da ROE medindo a distribuição de tensão ao longo de uma seção de uma linha em busca dos valores de Ul max e Ul min tem sido amplamente utilizada no passado

não apenas em linhas abertas, mas também em alimentadores coaxiais (principalmente em VHF). Para tanto, foi utilizada uma seção de medição do alimentador, que possuía uma longa fenda longitudinal, ao longo da qual se movia um carrinho com uma sonda inserida nele - a cabeça de um voltímetro de RF.

A ROE pode ser determinada medindo a corrente Il em um dos fios da linha em uma seção com menos de 0,5λ de comprimento. Tendo determinado os valores máximo e mínimo, calcule ROE = Imax/Imin. Para medir a corrente, é utilizado um conversor corrente-tensão na forma de um transformador de corrente (TT) com um resistor de carga, cuja tensão é proporcional e em fase à corrente medida. Observemos um fato interessante - com determinados parâmetros do TT, em sua saída é possível obter uma tensão igual à tensão na linha (entre os condutores), ou seja, Utl = IlZo.

Na Fig. A Figura 1b mostra juntos um gráfico da mudança em Ul ao longo da linha e um gráfico da mudança em Utl. Os gráficos têm a mesma amplitude e formato, mas são deslocados entre si em 0,25X. A análise dessas curvas mostra que é possível determinar r (ou SWR) medindo simultaneamente os valores de Ul e UTL em qualquer ponto da linha. Nas localizações dos máximos e mínimos de ambas as curvas (pontos 1 e 2), isso é óbvio: a razão desses valores Ul/Utl (ou Utl/Utl) é igual ao ROE, a soma é igual a 2Ulo , e a diferença é 2rUlo. Em pontos intermediários, Ul e Utl são deslocados em fase, e precisam ser somados como vetores, porém, as relações acima são preservadas, uma vez que a onda de tensão refletida é sempre inversa em fase à onda de corrente refletida, e rUlo = rUtl.

Conseqüentemente, um dispositivo contendo um voltímetro, um conversor de corrente-tensão calibrado e um circuito de adição e subtração permitirá determinar parâmetros de linha como r ou SWR, bem como Rpad e Rotr quando estiver ligado em qualquer lugar da linha.

As primeiras informações sobre dispositivos deste tipo datam de 1943 e estão reproduzidas em. Os primeiros dispositivos práticos conhecidos pelo autor foram descritos em. A versão do circuito tomada como base é mostrada na Fig. 2. O dispositivo continha:

• sensor de tensão - divisor capacitivo em C1 e C2 com tensão de saída Uc, significativamente menor que a tensão na linha Ul. A razão p = Uc/Uл é chamada de coeficiente de acoplamento;
• transformador de corrente T1, enrolado em um núcleo magnético de anel carbonílico. Seu enrolamento primário tinha uma volta em forma de condutor passando pelo centro do anel, o enrolamento secundário tinha n voltas, a carga no enrolamento secundário era o resistor R1, a tensão de saída era 2Ut. O enrolamento secundário pode ser feito de dois enrolamentos separados com tensão Ut cada e com seu próprio resistor de carga, porém, é estruturalmente mais conveniente fazer um enrolamento com uma derivação do meio;
• detectores nos diodos VD1 e VD2, chave SA1 e voltímetro no microamperímetro PA1 com resistores adicionais.

O enrolamento secundário do transformador T1 é conectado de tal forma que quando o transmissor é conectado ao conector à esquerda do diagrama e a carga à direita, a tensão total Uc + UT é fornecida ao diodo VD1, e a diferença a tensão é fornecida ao diodo VD2. Quando uma carga de referência resistiva com resistência igual à impedância característica da linha é conectada à saída do medidor de ROE, não há onda refletida e, portanto, a tensão de RF em VD2 pode ser zero. Isto é conseguido no processo de balanceamento do dispositivo equalizando as tensões UT e Uc usando um capacitor de sintonia C1. Como foi mostrado acima, após tal configuração, a magnitude da diferença de tensão (em Zн≠Z®) será proporcional ao coeficiente de reflexão r. As medições com carga real são realizadas desta forma. Primeiro, na posição da chave SA1 (“Onda incidente”) mostrada no diagrama, o resistor variável de calibração R3 é usado para definir a seta do instrumento para a última divisão da escala (por exemplo, 100 μA). Em seguida, a chave SA1 é movida para a posição inferior conforme o diagrama (“Onda refletida”) e o valor r é contado. No caso de RH = 75 Ohm, o dispositivo deve mostrar 20 μA, o que corresponde a r = 0,2. O valor de ROE é determinado pela fórmula acima - ROE = (1 +0,2)/ /(1-0,2) = 1,5 ou ROE = (100+20)/ /(100-20) = 1,5. Neste exemplo, o detector é assumido como linear - na realidade é necessário introduzir uma correção para ter em conta a sua não linearidade. Com calibração adequada, o dispositivo pode ser usado para medir potências incidentes e refletidas.

A precisão do medidor de ROE como dispositivo de medição depende de uma série de fatores, principalmente da precisão do balanceamento do dispositivo na posição SA1 “Onda refletida” em Rн = Zo. O balanceamento ideal corresponde às tensões Uс e Uт, iguais em magnitude e estritamente opostas em fase, ou seja, sua diferença (soma algébrica) é zero. Em um projeto real, há sempre um restante Ures desequilibrado. Vejamos um exemplo de como isso afeta o resultado final da medição. Suponhamos que durante o balanceamento as tensões resultantes sejam Uс = 0,5 V e Uт = 0,45 V (ou seja, um desequilíbrio de 0,05 V, o que é bastante realista). Com uma carga Rн = 75 Ohm em uma linha de 50 Ohm, na verdade temos ROE = 75/50 = 1,5 e r = 0,2, e a magnitude da onda refletida, recalculada para níveis intra-dispositivo, será rUc = 0,2x0 ,5 = 0, 1 V e rUт = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Vejamos novamente a Fig. 1,b, as curvas nas quais são mostradas para SWR = 1,5 (as curvas Ul e Utl para a linha corresponderão no nosso caso a Uc e Ut). No ponto 1 Uc max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V e SWR = 0,6/0,36 = 1,67. No ponto 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 e SWR = 0,54/0,4 = 1,35. A partir deste cálculo simples, fica claro que dependendo de onde tal medidor de ROE está conectado a uma linha com um ROE real = 1,5 ou quando o comprimento da linha entre o dispositivo e a carga muda, diferentes valores de ROE podem ser lidos - de 1,35 a 1,67!

O que pode levar a um balanceamento impreciso?

1. A presença de uma tensão de corte de um diodo de germânio (no nosso caso VD2), na qual ele para de conduzir, é de aproximadamente 0,05 V. Portanto, com UOCT< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Presença de dependência de frequência das tensões Uc ou UT. No entanto, o balanceamento preciso pode não ser alcançado em toda a faixa de frequência operacional. Vejamos um exemplo de uma das possíveis razões. Digamos que o dispositivo utilize um capacitor divisor C2 com capacidade de 150 pF com fios com diâmetro de 0,5 mm e comprimento de 10 mm cada. A indutância medida de um fio deste diâmetro com comprimento de 20 mm revelou-se igual a L = 0,03 μH. Na frequência operacional superior f = 30 MHz, a resistência do capacitor será Xc = 1 /2πfС = -j35,4 Ohm, a reatância total dos terminais XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Como resultado, a resistência do braço inferior do divisor diminuirá para o valor -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (isso corresponde a um capacitor com capacidade de 177 pF). Ao mesmo tempo, em frequências de 7 MHz e abaixo, a influência dos pinos é insignificante. Daí a conclusão - no braço inferior do divisor devem ser utilizados capacitores não indutivos com condutores mínimos (por exemplo, suporte ou passagem) e vários capacitores devem ser conectados em paralelo. Os terminais do capacitor “superior” C1 praticamente não têm efeito sobre a situação, uma vez que o Xc do capacitor superior é várias dezenas de vezes maior que o do capacitor inferior. Você pode obter equilíbrio uniforme em toda a banda de frequência operacional usando uma solução original, que será discutida ao descrever projetos práticos.

3.2. A reatância indutiva do enrolamento secundário T1 em frequências mais baixas da faixa de operação (~1,8 MHz) pode desviar significativamente R1, o que levará a uma diminuição em UT e sua mudança de fase.

3.3. A resistência R2 faz parte do circuito detector. Como de acordo com o circuito ele desvia C2, em frequências mais baixas o coeficiente de divisão pode tornar-se dependente da frequência e da fase.

3.4. No diagrama da Fig. 2 detectores em VD1 ou VD2 no estado aberto desviam o braço inferior do divisor capacitivo para C2 com sua resistência de entrada RBX, ou seja, RBX atua da mesma maneira que R2. A influência do RBX é insignificante em (R3 + R2) superior a 40 kOhm, o que requer o uso de um indicador sensível PA1 com corrente de desvio total não superior a 100 μA e tensão de RF em VD1 de pelo menos 4 V.

3.5. Os conectores de entrada e saída do medidor SWR são geralmente separados por 30...100 mm. Na frequência de 30 MHz, a diferença de fase de tensão nos conectores será α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. Como isso pode afetar o trabalho é mostrado na Fig. 3a e fig. 3, b. A única diferença nos circuitos dessas figuras é que o capacitor C1 está conectado a conectores diferentes (T1 em ambos os casos está localizado no meio do condutor entre os conectores).

No primeiro caso, o restante não compensado pode ser reduzido ajustando a fase UOCT usando um pequeno capacitor Ck conectado em paralelo, e no segundo caso conectando em série com R1 uma pequena indutância Lk na forma de um laço de fio. Este método é frequentemente usado em medidores de cabos de aço caseiros e de “marca”, mas isso não deve ser feito. Para verificar isso, basta girar o dispositivo para que o conector de entrada se torne o conector de saída. Nesse caso, a indenização que ajudou antes da virada se tornará prejudicial - o Uoct aumentará significativamente. Ao trabalhar em uma linha real com carga incomparável, dependendo do comprimento da linha, o dispositivo pode chegar a um ponto na linha onde a correção introduzida irá “melhorar” a ROE real ou, inversamente, “piorá-la”. De qualquer forma, a contagem estará incorreta. A recomendação é colocar os conectores o mais próximos possível e usar o projeto do circuito original fornecido abaixo.

Para ilustrar o quanto as razões discutidas acima podem afetar a confiabilidade das leituras do medidor de cabos de aço, a Fig. A Figura 4 mostra os resultados do teste de dois dispositivos fabricados em fábrica. O teste consistiu na instalação de uma carga incomparável com ROE calculada = 2,25 no final de uma linha composta por uma série de seções de cabos conectadas em série com Z® = 50 Ohms, cada uma com λ/8 de comprimento.

Durante as medições, o comprimento total da linha variou de λ/8 a 5/8λ. Dois dispositivos foram testados: o barato BRAND X (curva 2) e um dos melhores modelos - BIRD 43 (curva 3). A curva 1 mostra ROE verdadeiro. Como se costuma dizer, comentários são desnecessários.

Na Fig. A Figura 5 mostra um gráfico da dependência do erro de medição com o valor do coeficiente de diretividade D (diretividade) do medidor de ROE. Gráficos semelhantes para KBV = 1/SWR são fornecidos em. Em relação ao desenho da Fig. 2, este coeficiente é igual à razão das tensões HF nos diodos VD1 e VD2 quando conectados à saída do medidor de ROE de carga Rн = Zо D = 20lg(2U®/Uore). Assim, quanto melhor o circuito estiver balanceado (quanto menor o Ures), maior será o D. Você também pode usar as leituras do indicador PA1 - D = 20 x x log(Ipad/Iref). entretanto, este valor D será menos preciso devido à não linearidade dos diodos.

No gráfico, o eixo horizontal mostra os valores reais de ROE, e o eixo vertical mostra os medidos, levando em consideração o erro dependendo do valor D do medidor de ROE. A linha pontilhada mostra um exemplo - ROE real = 2, um dispositivo com D = 20 dB dará leituras de 1,5 ou 2,5, e com D = 40 dB - 1,9 ou 2,1, respectivamente.

Como segue dos dados da literatura, o medidor de ROE de acordo com o diagrama da Fig. 2 tem Ré - 20 dB. Isto significa que sem uma correção significativa não pode ser usado para medições precisas.

A segunda razão mais importante para leituras incorretas do medidor de ROE está relacionada à não linearidade da característica corrente-tensão dos diodos detectores. Isto leva a uma dependência das leituras do nível de potência fornecida, especialmente na parte inicial da escala do indicador PA1. Em medidores de SWR de marca, o indicador geralmente possui duas escalas - para níveis de potência baixos e altos.

O transformador de corrente T1 é uma parte importante do medidor de ROE. Suas principais características são as mesmas de um transformador de potencial mais convencional: número de voltas do enrolamento primário n1 e do enrolamento secundário n2, relação de transformação k = n2/n1, corrente do enrolamento secundário I2 = l1/k. A diferença é que a corrente que passa pelo enrolamento primário é determinada pelo circuito externo (no nosso caso é a corrente no alimentador) e não depende da resistência de carga do enrolamento secundário R1, portanto a corrente l2 também não dependem do valor da resistência do resistor R1. Por exemplo, se a potência P = 100 W for transmitida através de um alimentador Zo = 50 Ohm, a corrente I1 = √P/Zo = 1,41 A e em k = 20 a corrente do enrolamento secundário será l2 = I1/k - 0,07 A. Tensão nos terminais do enrolamento secundário será determinado pelo valor de R1: 2UT = l2 x R1 e em R1 = 68 Ohms será 2UT = 4,8 V. A potência liberada no resistor P = (2UT)2/R1 = 0,34 W. Prestemos atenção à peculiaridade do transformador de corrente - quanto menos voltas no enrolamento secundário, maior será a tensão em seus terminais (no mesmo R1). O modo mais difícil para um transformador de corrente é o modo inativo (R1 = ∞), enquanto a tensão em sua saída aumenta acentuadamente, o circuito magnético fica saturado e aquece tanto que pode entrar em colapso.

Na maioria dos casos, uma única volta é usada no enrolamento primário. Esta bobina pode ter diferentes formatos, como mostra a Fig. 6,a e fig. 6,b (são equivalentes), mas o enrolamento conforme Fig. 6,c já são duas voltas.

Uma questão à parte é a utilização de uma tela conectada ao corpo em forma de tubo entre o fio central e o enrolamento secundário. Por um lado, a blindagem elimina o acoplamento capacitivo entre os enrolamentos, o que melhora um pouco o equilíbrio do sinal diferencial; por outro lado, surgem correntes parasitas na tela, que também afetam o equilíbrio. A prática mostrou que com e sem tela você pode obter aproximadamente os mesmos resultados. Se a tela ainda for utilizada, seu comprimento deve ser mínimo, aproximadamente igual à largura do núcleo magnético utilizado, e conectado ao corpo com um condutor largo e curto. A blindagem deve ser “aterrada” na linha central, equidistante de ambos os conectores. Para a tela, pode-se usar um tubo de latão com diâmetro de 4 mm de antenas telescópicas.

Para medidores de SWR com potência transmitida de até 1 kW, núcleos magnéticos de anel de ferrite com dimensões K12x6x4 e até K10x6x3 são adequados. A prática tem mostrado que o número ideal de voltas n2 = 20. Com uma indutância do enrolamento secundário de 40...60 μH, obtém-se a maior uniformidade de frequência (o valor permitido é de até 200 μH). É possível utilizar núcleos magnéticos com permeabilidade de 200 a 1000, sendo aconselhável escolher um tamanho padrão que garanta a indutância ideal do enrolamento.

Você pode usar núcleos magnéticos com menor permeabilidade se usar tamanhos maiores, aumentar o número de voltas e/ou reduzir a resistência R1. Se a permeabilidade dos circuitos magnéticos existentes for desconhecida, se você tiver um medidor de indutância, ela poderá ser determinada. Para fazer isso, você deve enrolar dez voltas em um núcleo magnético desconhecido (uma volta é considerada cada intersecção do fio com o orifício interno do núcleo), medir a indutância da bobina L (μH) e substituir este valor em a fórmula μ = 2,5 LDav/S, onde Dav é o diâmetro médio do núcleo magnético em cm; S é a seção transversal do núcleo em cm 2 (exemplo - para K10x6x3 Dcp = 0,8 cm e S = 0,2x0,3 = 0,06 cm 2).

Se μ do circuito magnético for conhecido, a indutância de um enrolamento de n espiras pode ser calculada: L = μn 2 S/250Dcp.

A aplicabilidade de núcleos magnéticos para um nível de potência igual ou superior a 1 kW também pode ser verificada em 100 W no alimentador. Para fazer isso, você deve instalar temporariamente um resistor R1 com um valor 4 vezes maior, respectivamente, a tensão Ut também aumentará 4 vezes, e isso equivale a um aumento na potência de passagem em 16 vezes; O aquecimento do circuito magnético pode ser verificado pelo toque (a potência do resistor temporário R1 também aumentará 4 vezes). Em condições reais, a potência no resistor R1 aumenta proporcionalmente ao aumento da potência no alimentador.

Medidores SWR UT1MA

Os dois designs do medidor SWR UT1MA, que serão discutidos abaixo, têm quase o mesmo design, mas designs diferentes. Na primeira versão (KMA - 01), o sensor de alta frequência e a parte indicadora são separados. O sensor possui conectores coaxiais de entrada e saída e pode ser instalado em qualquer lugar do caminho do alimentador. Ele é conectado ao indicador com um cabo de três fios de qualquer comprimento. Na segunda opção (KMA - 02) ambas as unidades estão localizadas em um mesmo alojamento.

O diagrama do medidor SWR é mostrado na Fig. 7 e difere do diagrama básico da Fig. 2 pela presença de três circuitos de correção.

Vejamos essas diferenças.

1. O braço superior do divisor capacitivo C1 é composto por dois capacitores permanentes idênticos C1 = C1 "+ C1", conectados aos conectores de entrada e saída, respectivamente. Conforme observado na primeira parte do artigo, as fases de tensão nesses conectores são ligeiramente diferentes e, com esta conexão, a média da fase Uc é calculada e se aproxima da fase UT. Isso melhora o equilíbrio do dispositivo.
2. Devido à introdução da bobina L1, a resistência do braço superior do divisor capacitivo torna-se dependente da frequência, o que permite nivelar o balanceamento no limite superior da faixa de operação (21...30 MHz).
3. Ao selecionar o resistor R2 (ou seja, a constante de tempo da cadeia R2C2), é possível compensar o desequilíbrio causado pela queda de tensão UT e seu deslocamento de fase na borda inferior da faixa (1,8...3,5 MHz).

Além disso, o balanceamento é realizado por um capacitor de sintonia conectado ao braço inferior do divisor. Isso simplifica a instalação e permite o uso de um capacitor de sintonia pequeno e de baixa potência.

O projeto oferece a capacidade de medir a potência das ondas incidentes e refletidas. Para fazer isso, a chave SA2 insere um resistor de ajuste R5 no circuito indicador em vez de um resistor de calibração variável R4, que define o limite desejado para a potência medida.

A utilização de correção ótima e design racional do dispositivo possibilitou obter um coeficiente de diretividade D na faixa de 35...45 dB na faixa de frequência 1,8...30 MHz.

Os detalhes a seguir são usados ​​em medidores SWR.

O enrolamento secundário do transformador T1 contém 2 x 10 voltas (enroladas em 2 fios) com fio 0,35 PEV, colocado uniformemente em um anel de ferrite K12 x 6 x 4 com permeabilidade de cerca de 400 (indutância medida ~ 90 μH).

Resistor R1 - 68 Ohm MLT, preferencialmente sem ranhura para parafuso no corpo do resistor. Com potência de passagem inferior a 250 W, basta instalar um resistor com potência de dissipação de 1 W, com potência de 500 W - 2 W. Com potência de 1 kW, o resistor R1 pode ser composto por dois resistores conectados em paralelo com resistência de 130 Ohms e potência de 2 W cada. No entanto, se o medidor KS V for projetado para um alto nível de potência, faz sentido dobrar o número de voltas do enrolamento secundário T1 (até 2 x 20 voltas). Isso reduzirá a dissipação de energia necessária do resistor R1 em 4 vezes (neste caso, o capacitor C2 deve ter o dobro da capacidade).

A capacidade de cada um dos capacitores C G e C1 "pode ​​estar na faixa de 2,4...3 pF (KT, KTK, KD para uma tensão de operação de 500 V em P ≥ 1 kW e 200...250 V em menor potência). Capacitores C2 - para qualquer tensão (KTK ou outro não indutivo, um ou 2 - 3 em paralelo), o capacitor C3 é um trimmer de pequeno porte com limites de mudança de capacitância de 3...20 pF (KPK - M, KT - 4). A capacitância necessária do capacitor C2 depende do valor total da capacitância do braço superior do divisor capacitivo, que inclui, além dos capacitores C" + C1", também uma capacitância C0 ~ 1 pF entre. o enrolamento secundário do transformador T1 e o condutor central A capacitância total do braço inferior - C2 mais C3 em R1 = 68 Ohm deve ser aproximadamente 30 vezes maior que a capacitância do braço superior VD1 e VD2 - D311. C4, C5 e C6 - com capacidade de 0,0033...0,01 µF (KM ou outra alta frequência), indicador RA1 - M2003 com corrente de desvio total de 100 µA, resistor variável R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2m, resistor de corte R4 - 150 kOhm O resistor R3 tem uma resistência de 10 kOhm - protege o indicador de possível sobrecarga.

O valor da indutância de correção L1 pode ser determinado da seguinte forma. Ao balancear o dispositivo (sem L1), é necessário marcar as posições do rotor do capacitor de sintonia C3 nas frequências de 14 e 29 MHz, depois dessoldar e medir a capacitância nas duas posições marcadas. Digamos que para a frequência superior a capacitância seja 5 pF menor, e a capacitância total do braço inferior do divisor seja cerca de 130 pF, ou seja, a diferença é 5/130 ou cerca de 4%. Portanto, para equalização de frequência, é necessário reduzir a resistência do braço em ~ 4% na frequência de 29 MHz. Por exemplo, com C1 + C0 = 5 pF, a reatância capacitiva é Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, respectivamente, Xc - j44 Ohm e L1 = XL1 / 2πf = 0,24 μH.

Nos dispositivos originais, a bobina L1 tinha 8...9 voltas com fio PELSHO 0,29. O diâmetro interno da bobina é de 5 mm, o enrolamento é estanque, seguido de impregnação com cola BF-2. O número final de voltas é determinado após a instalação. Inicialmente o balanceamento é realizado na frequência de 14 MHz, depois a frequência é ajustada para 29 MHz e o número de voltas da bobina L1 é selecionado de forma que o circuito seja balanceado em ambas as frequências com a mesma posição do trimmer C3.

Depois de obter um bom balanceamento em frequências médias e altas, defina a frequência para 1,8 MHz, solde temporariamente um resistor variável com resistência de 15...20 kOhm no lugar do resistor R2 e encontre o valor no qual o UOCT é mínimo. O valor da resistência do resistor R2 depende da indutância do enrolamento secundário T1 e está na faixa de 5...20 kOhm para sua indutância 40...200 μH (valores de resistência mais altos para indutâncias mais altas).

Em condições de rádio amador, na maioria das vezes um microamperímetro com escala linear é usado no indicador do medidor SWR e a leitura é realizada de acordo com a fórmula SWR = (Ipad + Iref) / (Ipad -Iref), onde I em microamperes é o leituras dos indicadores nos modos “incidente” e “refletido”, respectivamente. Neste caso, o erro devido à não linearidade da seção inicial das características corrente-tensão dos diodos não é levado em consideração. Testes com cargas de diferentes tamanhos na frequência de 7 MHz mostraram que em uma potência de cerca de 100 W as leituras do indicador foram em média uma divisão (1 µA) menor que os valores reais, em 25 W - 2,5...3 µA menos , e a 10 W - por 4 µA. Daí uma recomendação simples: para a opção de 100 watts, mova a posição inicial (zero) da agulha do instrumento uma divisão para cima e, ao usar 10 W (por exemplo, ao configurar uma antena), adicione outros 4 µA para a leitura da balança na posição “refletida”. Exemplo - as leituras de “incidente/refletido” são respectivamente 100/16 µA, e a ROE correta será (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Com potência significativa - 500 W ou mais - esta correção não é necessária.

Deve-se notar que todos os tipos de medidores de ROE amadores (transformador de corrente, ponte, acopladores direcionais) fornecem valores do coeficiente de reflexão r, e o valor do ROE deve então ser calculado. Enquanto isso, é r o principal indicador do grau de coordenação, e o SWR é um indicador derivado. Isto pode ser confirmado pelo facto de nas telecomunicações o grau de concordância ser caracterizado pela atenuação da inconsistência (o mesmo r, apenas em decibéis). Dispositivos de marcas caras também fornecem uma leitura chamada perda de retorno.

O que acontece se diodos de silício forem usados ​​como detectores? Se um diodo de germânio em temperatura ambiente tem uma tensão de corte, na qual a corrente através do diodo é de apenas 0,2...0,3 μA, é cerca de 0,045 V, então um diodo de silício já é de 0,3 V. Portanto, para manter a leitura precisão ao mudar para diodos de silício, é necessário aumentar os níveis de tensão Uc e UT (!) em mais de 6 vezes. No experimento, ao substituir os diodos D311 por KD522 em P = 100 W, carga Zn = 75 Ohm e os mesmos Uc e UT, foram obtidos os seguintes valores: antes da substituição - 100/19 e SWR = 1,48, após a substituição - 100/ 12 e ROE calculado=1,27. O uso de um circuito de duplicação usando diodos KD522 deu um resultado ainda pior - 100/11 e um SWR calculado = 1,25.

A caixa do sensor em uma versão separada pode ser feita de cobre, alumínio ou soldada a partir de placas de fibra de vidro dupla-face com espessura de 1,5...2 mm. Um esboço de tal projeto é mostrado na Fig. 8, a.

A caixa é composta por dois compartimentos, um em frente ao outro existem conectores RF (CP - 50 ou SO - 239 com flanges medindo 25x25 mm), um jumper feito de fio com diâmetro de 1,4 mm em isolamento de polietileno com diâmetro de 4,8 mm (do cabo RK50 - 4), transformador de corrente T1, capacitores do divisor capacitivo e bobina de compensação L1, no outro - resistores R1, R2, diodos, capacitores de sintonia e bloqueio e um conector de baixa frequência de pequeno porte. Pinos T1 de comprimento mínimo. O ponto de conexão dos capacitores C1" e C1" com a bobina L1 "fica suspenso no ar", e o ponto de conexão dos capacitores C4 e C5 do terminal intermediário do conector XZ é conectado ao corpo do dispositivo.

As partições 2, 3 e 5 têm as mesmas dimensões. Não há furos na partição 2, mas na partição 5 é feito um furo para um conector específico de baixa frequência através do qual a unidade indicadora será conectada. No jumper intermediário 3 (Fig. 8, b), a folha é selecionada em torno de três orifícios em ambos os lados e três condutores de passagem são instalados nos orifícios (por exemplo, parafusos de latão M2 e MZ). Esboços das paredes laterais 1 e 4 são mostrados na Fig. 8, c. As linhas pontilhadas mostram os pontos de conexão antes da soldagem, que é feita nos dois lados para maior resistência e para garantir o contato elétrico.

Para configurar e verificar o medidor de ROE, você precisa de um resistor de carga padrão de 50 Ohms (equivalente a uma antena) com potência de 50...100 W. Um dos possíveis projetos de rádio amador é mostrado na Fig. 11. Utiliza um resistor TVO comum com resistência de 51 Ohms e potência de dissipação de 60 W (dimensões retangulares 45 x 25 x 180 mm).

Dentro do corpo do resistor cerâmico há um longo canal cilíndrico preenchido com uma substância resistiva. O resistor deve ser pressionado firmemente contra a parte inferior da caixa de alumínio. Isso melhora a dissipação de calor e cria capacitância distribuída que melhora o desempenho em largura de banda larga. Usando resistores adicionais com potência de dissipação de 2 W, a resistência da carga de entrada é ajustada dentro da faixa de 49,9...50,1 Ohms. Com um pequeno capacitor de correção na entrada (~10 pF), utilizando este resistor é possível obter uma carga com ROE não pior que 1,05 em uma faixa de frequência de até 30 MHz. Excelentes cargas são obtidas a partir de resistores especiais de pequeno porte do tipo P1 - 3 com valor nominal de 49,9 Ohms, que podem suportar potência significativa ao usar um radiador externo.

Foram realizados testes comparativos de medidores de ROE de diferentes empresas e dispositivos descritos neste artigo. O teste consistiu em conectar uma carga incomparável de 75 Ohm (equivalente a uma antena de 100 W fabricada em fábrica) a um transmissor com potência de saída de cerca de 100 W através do medidor SWR de 50 ohms de teste e fazer duas medições. Um é quando conectado com um cabo RK50 curto de 10 cm de comprimento, o outro é através de um cabo RK50 com ~ 0,25λ de comprimento. Quanto menor for a dispersão das leituras, mais confiável será o dispositivo.

Na frequência de 29 MHz foram obtidos os seguintes valores de ROE:

• DRAKE WH - 7......1.46/1.54
• DIAMANTE SX - 100......1.3/1.7
• ALAN KW-220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1.35/1.65
• UT1MA......1.44/1.5

Com carga de 50 Ohms para qualquer comprimento de cabo, todos os dispositivos “unidos” apresentaram ROE< 1,1.

A razão para a grande dispersão nas leituras do RSM-600 foi descoberta durante seu estudo. Este dispositivo não usa um divisor capacitivo como sensor de tensão, mas um transformador de tensão abaixador com uma relação de transformação fixa. Isso elimina os “problemas” do divisor capacitivo, mas reduz a confiabilidade do dispositivo ao medir altas potências (potência máxima RSM - 600 - apenas 200/400 W). Não há elemento de sintonia em seu circuito, portanto o resistor de carga do transformador de corrente deve ser de alta precisão (pelo menos 50 ± 0,5 Ohms), mas na realidade foi utilizado um resistor com resistência de 47,4 Ohms. Depois de substituí-lo por um resistor de 49,9 Ohm, os resultados da medição tornaram-se significativamente melhores - 1,48/1,58. Talvez o mesmo motivo esteja associado à grande dispersão de leituras dos dispositivos SX - 100 e KW - 220.

Medir com uma carga incomparável usando um cabo adicional de quarto de onda de 50 ohms é uma maneira confiável de verificar a qualidade do medidor de ROE. Observemos três pontos:

1. Para tal teste, você também pode usar uma carga de 50 Ohm se conectar um capacitor paralelo à sua entrada, por exemplo, na forma de um pequeno pedaço de cabo coaxial aberto na extremidade. A conexão é convenientemente feita através de uma junção em T coaxial. Dados experimentais - com um segmento de RK50 de 28 cm de comprimento na frequência de 29 MHz, tal carga combinada tinha um SWR - 1,3, e com um comprimento de 79 cm - SWR - 2,5 (conecte qualquer carga ao medidor de SWR apenas com um cabo de 50 ohms).
2. O ROE real na linha corresponde aproximadamente à média de dois valores medidos (com e sem cabo adicional de quarto de onda).
3. Ao medir um dispositivo alimentador de antena real, podem surgir dificuldades devido ao fluxo de corrente na superfície externa da trança do cabo. Na presença de tal corrente, alterar o comprimento do alimentador por baixo pode levar a uma alteração nesta corrente, o que levará a uma alteração na carga do alimentador e na ROE real. Você pode reduzir a influência da corrente externa enrolando o alimentador que entra na sala na forma de uma bobina de 15...20 voltas com diâmetro de 15...20 cm (estrangulador de proteção).

Literatura

1. D. Lechner, P. Finck. Remetente Kurzwellen. - Berlim: Militarverlag, 1979.
2. W. B. Bruene- Uma imagem interna de Wattímetros direcionais. - QST, abril de 1959.
3. D. DeMaw. Medição de potência de RF em linha. - QST, dezembro de 1969.
4. W. Orr, S. Cowan. O manual da antena de feixe. - RAC, EUA, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Medições e testes no projeto e ajuste de antenas de rádio amador. - M.: Comunicação, 1971.

Relação de onda estacionária de tensão (VSWR)

Relação de onda estacionária de tensão (VSWR)

No mundo moderno, a tecnologia eletrônica está se desenvolvendo a passos largos. Todos os dias surge algo novo, e não são apenas pequenas melhorias nos modelos existentes, mas também resultados da utilização de tecnologias inovadoras que permitem melhorar significativamente o desempenho.

A indústria de instrumentos não fica atrás da tecnologia eletrônica - afinal, para desenvolver e lançar novos dispositivos no mercado, eles devem ser exaustivamente testados, tanto na fase de projeto e desenvolvimento, quanto na fase de produção. Novos equipamentos de medição e novos métodos de medição estão surgindo e, consequentemente, novos termos e conceitos.

Esta seção é destinada àqueles que frequentemente encontram abreviações, abreviaturas e termos incompreensíveis e gostariam de compreender melhor seus significados.

A relação da onda estacionária de tensão é a razão entre a maior amplitude de tensão ao longo de uma linha e a menor.

A relação da onda estacionária de tensão é calculada usando a fórmula:

,
onde U 1 e U 2 são as amplitudes das ondas incidentes e refletidas, respectivamente.

Idealmente, VSWR = 1, o que significa que não há onda refletida. Quando uma onda refletida aparece, ela aumenta em proporção direta ao grau de incompatibilidade entre o caminho e a carga. Os valores VSWR permitidos na frequência operacional ou banda de frequência para vários dispositivos são regulamentados em especificações técnicas e GOSTs. Os valores de coeficiente normalmente aceitáveis ​​​​variam de 1,1 a 2,0.

O VSWR é medido, por exemplo, usando dois acopladores direcionais conectados ao caminho na direção oposta. Na tecnologia espacial, o VSWR é medido por sensores SWR embutidos nos caminhos do guia de ondas. Os analisadores de rede modernos também possuem sensores VSWR integrados.

Ao realizar medições VSWR, é necessário levar em consideração que a atenuação do sinal no cabo leva a erros de medição. Isto é explicado pelo fato de que tanto as ondas incidentes quanto as refletidas sofrem atenuação. Nesses casos, o VSWR é calculado da seguinte forma:

,

onde K é o coeficiente de atenuação da onda refletida, que é calculado da seguinte forma: K = 2BL,
aqui B é atenuação específica, dB/m;
L - comprimento do cabo, m;
e o multiplicador 2 leva em consideração o fato de que o sinal sofre atenuação durante a transmissão da fonte de sinal de micro-ondas para a antena e no caminho de volta.

Ao instalar e configurar sistemas de comunicação de rádio, uma certa quantidade não totalmente clara chamada SWR é frequentemente medida. Qual é essa característica, além do espectro de frequências indicado nas características da antena?
Nós respondemos:
Razão de ondas estacionárias (SWR), razão de ondas viajantes (TWR), perda de retorno são termos que caracterizam o grau de correspondência do caminho de radiofrequência.
Nas linhas de transmissão de alta frequência, a correspondência da impedância da fonte do sinal com a impedância característica da linha determina as condições de transmissão do sinal. Quando essas resistências são iguais, ocorre um modo de onda viajante na linha, no qual toda a potência da fonte do sinal é transferida para a carga.

A resistência do cabo medida em corrente contínua por um testador mostrará circuito aberto ou curto-circuito dependendo do que está conectado à outra extremidade do cabo, e a impedância característica de um cabo coaxial é determinada pela razão dos diâmetros do interior e condutores externos do cabo e as características do isolador entre eles. Impedância característica é a resistência que uma linha fornece a uma onda viajante de um sinal de alta frequência. A impedância característica é constante ao longo da linha e não depende do seu comprimento. Para radiofrequências, a impedância característica da linha é considerada constante e puramente ativa. É aproximadamente igual a:
onde L e C são a capacitância e a indutância distribuídas da linha;

Onde: D é o diâmetro do condutor externo, d é o diâmetro do condutor interno, é a constante dielétrica do isolador.
Ao calcular cabos de radiofrequência, busca-se obter um projeto ideal que proporcione altas características elétricas com o menor consumo de materiais.
Ao usar cobre para os condutores internos e externos de um cabo de radiofrequência, aplicam-se as seguintes proporções:
a atenuação mínima no cabo é alcançada com uma relação de diâmetro

A resistência elétrica máxima é alcançada quando:

potência máxima transmitida em:

Com base nessas relações, foram selecionadas as impedâncias características dos cabos de radiofrequência produzidos pela indústria.
A precisão e estabilidade dos parâmetros do cabo dependem da precisão de fabricação dos diâmetros dos condutores internos e externos e da estabilidade dos parâmetros dielétricos.
Não há reflexo em uma linha perfeitamente combinada. Quando a impedância da carga é igual à impedância característica da linha de transmissão, a onda incidente é completamente absorvida pela carga e não há ondas refletidas ou estacionárias. Este modo é chamado de modo de onda viajante.
Quando há um curto-circuito ou circuito aberto no final da linha, a onda incidente é completamente refletida de volta. A onda refletida é adicionada à incidente, e a amplitude resultante em qualquer seção da linha é a soma das amplitudes das ondas incidentes e refletidas. A tensão máxima é chamada de antinodo, a tensão mínima é chamada de nó de tensão. Nós e antinodos não se movem em relação à linha de transmissão. Este modo é chamado de modo de onda estacionária.
Se uma carga aleatória for conectada à saída de uma linha de transmissão, apenas parte da onda incidente será refletida de volta. Dependendo do grau de incompatibilidade, a onda refletida aumenta. Ondas estacionárias e progressivas são estabelecidas simultaneamente na linha. Este é um modo de onda misto ou combinado.
A proporção de ondas estacionárias (SWR) é uma quantidade adimensional que caracteriza a proporção de ondas incidentes e refletidas em uma linha, ou seja, o grau de aproximação ao modo de onda viajante:
; como pode ser visto por definição, o ROE pode variar de 1 ao infinito;
O SWR varia em proporção à relação entre a resistência da carga e a impedância característica da linha:

O coeficiente da onda viajante é o recíproco do SWR:
KBV= pode variar de 0 a 1;

• A perda de retorno é a razão entre as potências das ondas incidentes e refletidas, expressa em decibéis.

ou vice-versa:
As perdas de retorno são convenientes para avaliar a eficiência de um caminho de alimentação, quando as perdas do cabo, expressas em dB/m, podem simplesmente ser somadas às perdas de retorno.
A quantidade de perda de incompatibilidade depende do SWR:
em tempos ou em decibéis.
A energia transmitida com uma carga não casada é sempre menor do que com uma carga casada. Um transmissor operando para uma carga não correspondente não fornece à linha toda a potência que forneceria a uma carga compatível. Na verdade, não se trata de uma perda na linha, mas sim de uma redução na potência fornecida à linha pelo transmissor. A extensão em que os cabos de aço afetam a redução pode ser vista na tabela:

É importante entender que:

• O ROE é o mesmo em qualquer seção da linha e não pode ser ajustado alterando o comprimento da linha. Se as leituras do medidor de ROE variarem significativamente à medida que ele se move ao longo da linha, isso pode indicar o efeito da antena do alimentador causado pela corrente fluindo ao longo da parte externa da trança do cabo coaxial e/ou design inadequado do medidor, mas não que o ROE varie ao longo da linha.
• A potência refletida não retorna ao transmissor e não o aquece nem danifica. Danos podem ser causados ​​pela operação do estágio de saída do transmissor com uma carga incompatível. A saída do transmissor, uma vez que a tensão do sinal de saída e a onda refletida podem ser combinadas em sua saída em um caso desfavorável, pode ocorrer devido ao excesso da tensão máxima permitida da junção do semicondutor.
• Alta SWR em um alimentador coaxial, causada por uma incompatibilidade significativa entre a impedância característica da linha e a impedância de entrada da antena, por si só não causa o aparecimento de corrente de RF na superfície externa da trança do cabo e radiação do alimentador linha.

A ROE é medida, por exemplo, por meio de dois acopladores direcionais conectados ao caminho em direções opostas ou por um refletômetro de ponte de medição, que permite obter sinais proporcionais ao sinal incidente e refletido.

Vários instrumentos podem ser usados ​​para medir ROE. Dispositivos complexos incluem um gerador de frequência de varredura, que permite ver uma imagem panorâmica do SWR. Dispositivos simples consistem em acopladores e um indicador, e a fonte do sinal é externa, por exemplo, uma estação de rádio.

Por exemplo, o RK2-47 de dois blocos, usando um refletômetro de ponte de banda larga, forneceu medições na faixa de 0,5-1250 MHz.

O P4-11 serviu para medir VSWR, coeficiente de reflexão de fase, módulo e coeficiente de transmissão de fase na faixa de 1-1250 MHz.
Instrumentos importados para medição de ROE que se tornaram clássicos da Bird e Telewave:

Ou mais simples e barato:

Os medidores panorâmicos simples e baratos da AEA são populares:

As medições de ROE podem ser realizadas tanto em um ponto específico do espectro quanto em um panorama. Nesse caso, a tela do analisador pode exibir valores de ROE no espectro especificado, o que é conveniente para sintonizar uma antena específica e elimina erros ao aparar a antena.
Para a maioria dos analisadores de sistema, existem cabeçotes de controle - pontes refletométricas que permitem medir ROE com alta precisão em um ponto de frequência ou em um panorama:

A medição prática consiste em conectar o medidor ao conector do dispositivo em teste ou a um caminho aberto quando se utiliza um dispositivo do tipo feed-through. O valor SWR depende de muitos fatores:

• Dobras, defeitos, falta de homogeneidade, soldas em cabos.
• Qualidade de corte de cabos em conectores de radiofrequência.
• Disponibilidade de conectores adaptadores
• Entrada de umidade nos cabos.

Ao medir o ROE de uma antena através de um alimentador com perdas, o sinal de teste na linha é atenuado e o alimentador introduzirá um erro correspondente às perdas nele. Tanto as ondas incidentes quanto as refletidas sofrem atenuação. Nesses casos, o VSWR é calculado:
Onde k - coeficiente de atenuação da onda refletida, que é calculado: k=2BL; EM- atenuação específica, dB/m; eu- comprimento do cabo, m, enquanto
fator 2 leva em consideração que o sinal é atenuado duas vezes - no caminho até a antena e no caminho da antena até a fonte, na volta.
Por exemplo, usando um cabo com atenuação específica de 0,04 dB/m, a atenuação do sinal em um comprimento de alimentador de 40 metros será de 1,6 dB em cada direção, totalizando 3,2 dB. Isso significa que em vez do valor real de SWR = 2,0, o dispositivo mostrará 1,38; com SWR = 3,00 o dispositivo mostrará cerca de 2,08.

Por exemplo, se você estiver testando um caminho de alimentação com perda de 3 dB, uma antena com ROE de 1,9 e usando um transmissor de 10 W como fonte de sinal para o medidor de passagem, então a potência incidente medida pelo medidor será 10 W. O sinal fornecido será atenuado pelo alimentador em 2 vezes, 0,9 do sinal de entrada será refletido da antena e, por fim, o sinal refletido no caminho para o dispositivo será atenuado em mais 2 vezes. O dispositivo mostrará honestamente a proporção dos sinais incidentes e refletidos: a potência incidente é de 10 W e a potência refletida é de 0,25 W. O SWR será 1,37 em vez de 1,9.

Se você usar um dispositivo com gerador embutido, a potência deste gerador pode não ser suficiente para criar a tensão necessária no detector de ondas refletidas e você verá um rastro de ruído.

Em geral, o esforço despendido para reduzir a ROE abaixo de 2:1 em qualquer linha coaxial não resulta em aumento na eficiência de radiação da antena, sendo aconselhável nos casos em que o circuito de proteção do transmissor é acionado, por exemplo, em ROE> 1,5 ou circuitos dependentes de frequência conectados ao alimentador estão perturbados.

Nossa empresa oferece uma ampla gama de equipamentos de medição de vários fabricantes;
M.F.J.
MFJ-259– um dispositivo bastante fácil de usar para medições complexas de parâmetros de sistemas operando na faixa de 1 a 170 MHz.

O medidor SWR MFJ-259 é muito compacto e pode ser usado com uma fonte de alimentação externa de baixa tensão ou com um conjunto interno de baterias AA.

MFJ-269
O medidor SWR MFJ-269 é um dispositivo combinado compacto com fonte de alimentação autônoma.
A indicação dos modos de operação é realizada em um display de cristal líquido e os resultados das medições - em instrumentos LCD e ponteiros localizados no painel frontal.
O MFJ-269 permite fazer um grande número de medições adicionais de antenas: impedância de RF, perdas de cabos e seus comprimentos elétricos até o ponto de ruptura ou curto-circuito.

A faixa de frequência operacional do medidor SWR é dividida em subfaixas: 1,8...4 MHz, 27...70 MHz, 415...470 MHz, 4,0...10 MHz, 70...114 MHz, 10. ..27 MHz, 114...170 MHz

SWR e medidores de energiaCometa
A série Comet de medidores de potência e SWR é representada por três modelos: CMX-200 (SWR e medidor de potência, 1,8-200 MHz, 30/300/3 kW), CMX-1 (SWR e medidor de potência, 1,8-60 MHz, 30/300/3 kW) e, de maior interesse, CMX2300 T (SWR e medidor de potência, 1,8-60/140-525 MHz, 30/300/3 kW, 20/50/200 W)
CMX2300T
O medidor de potência e SWR CMX-2300 consiste em dois sistemas independentes na faixa de 1,8-200 MHz e na faixa de 140-525 MHz com a capacidade de medir simultaneamente essas faixas. A estrutura de passagem do dispositivo e, consequentemente, a baixa perda de potência permitem que as medições sejam realizadas durante um longo período de tempo.

Medidores de potência e SWRNissen
Muitas vezes, trabalhar no local não requer um dispositivo complexo que forneça uma imagem completa, mas sim um dispositivo funcional e fácil de usar. A série Nissen de medidores de potência e ROE são exatamente esses “burros de carga”.
Uma estrutura de passagem simples e um alto limite de potência de até 200 W, juntamente com um espectro de frequência de 1,6-525 MHz, tornam os dispositivos Nissen uma ajuda muito valiosa onde não é necessária uma característica de linha complexa, mas sim uma característica de linha rápida. e medições precisas.
NISSEI TX-502
Um representante típico da série de medidores Nissen é o Nissen TX-502. Medição de perdas diretas e de retorno, medição de ROE, painel indicador com graduações claramente visíveis. Funcionalidade máxima com design lacônico. E, ao mesmo tempo, no processo de instalação de antenas, isso muitas vezes é suficiente para a implantação rápida e eficiente de um sistema de comunicação e a configuração de um canal.