Un dispozitiv pentru măsurarea calității potrivirii alimentatorului cu antena (contorul SWR) este o componentă indispensabilă post de radio amator. Cât de fiabile informații despre starea sistemului de antenă oferă un astfel de dispozitiv? Practica arată că nu toate contoarele SWR fabricate din fabrică oferă o precizie ridicată de măsurare. Acest lucru este și mai adevărat când vine vorba de structuri de casă. Articolul prezentat cititorilor noștri discută despre un contor SWR cu un transformator de curent. Dispozitivele de acest tip sunt utilizate pe scară largă atât de profesioniști, cât și de radioamatori. Articolul prezintă teoria funcționării acestuia și analizează factorii care influențează acuratețea măsurătorilor. Se încheie cu o descriere a două modele practice simple de contoare SWR, ale căror caracteristici vor satisface cel mai pretențios radioamator.

Puțină teorie

Dacă o linie de legătură omogenă (alimentator) cu impedanța caracteristică Z® conectată la transmițător este încărcată cu rezistența Zн≠Zо, atunci în ea apar atât unde incidente, cât și unde reflectate. Coeficientul de reflexie g (reflexia) este definit în general ca raportul dintre amplitudinea undei reflectate de sarcină și amplitudinea celei incidente. Coeficienții de reflexie pentru curentul r și tensiunea ru sunt egali cu raportul valorilor corespunzătoare în undele reflectate și incidente. Faza curentului reflectat (față de cel incident) depinde de relația dintre Zн și Zо. Dacă Zн>Zо, atunci curentul reflectat va fi în antifază față de cel incident, iar dacă Zн

Valoarea coeficientului de reflexie r este determinată de formula

unde Rн și Хн sunt, respectiv, componentele active și reactive ale rezistenței de sarcină Cu o sarcină pur activă Хн = 0, formula se simplifică la r=(Rн-Zо)/(Rн+Zо). De exemplu, dacă un cablu cu o impedanță caracteristică de 50 ohmi este încărcat cu un rezistor de 75 ohmi, atunci coeficientul de reflexie va fi r = (75-50)/(75+50) = 0,2.

În fig. Figura 1a prezintă distribuția tensiunii Ul și a curentului Il de-a lungul liniei tocmai pentru acest caz (pierderile din linie nu sunt luate în considerare). Se presupune că scara de-a lungul axei ordonatelor pentru curent este de 2 ori mai mare - în acest caz, ambele grafice vor avea aceeași dimensiune verticală. Linia punctată este un grafic al tensiunii Ulo și curentului Ilo în cazul în care Rн=Zо. De exemplu, se ia o secțiune a unei linii de lungime λ. Dacă este mai lung, modelul se va repeta ciclic la fiecare 0,5λ. În acele puncte ale liniei în care coincid fazele incidentului și reflectat, tensiunea este maximă și egală cu Uл max -= Uо(1 + r) = Uо(1 + 0,2) = 1,2 Uо, iar la acelea în care fazele sunt opuse, este minimă și este egală cu Ul min = Ul(1 - 0,2) = = 0,8Ul. Prin definiție, SWR = Ul max/ /Ul min=1l2Uл/0I8Uл=1I5.

Formulele pentru calcularea SWR și r pot fi scrise și după cum urmează: SWR = (1+r)/(1-r) și r = = (SWR-1)/(SWR+1). Să notăm un punct important - suma tensiunilor maxime și minime Uл max + Uл min = Uло(1 + r) + Уло(1 - r) = 2Uno, iar diferența lor Ul max - Ul min = 2Uлo. Din valorile obţinute se poate calcula puterea undei incidente Ppad = Uо2/Zo şi puterea undei reflectate Pоtr = = (rUо)2/Zo. În cazul nostru (pentru SWR = 1,5 și r = 0,2), puterea undei reflectate va fi de doar 4% din puterea celei incidente.

Determinarea SWR prin măsurarea distribuției tensiunii de-a lungul unei secțiuni a unei linii în căutarea valorilor Ul max și Ul min a fost utilizată pe scară largă în trecut

nu numai pe liniile în aer liber, ci și în alimentatoarele coaxiale (în principal pe VHF). În acest scop, a fost folosită o secțiune de măsurare a alimentatorului, care avea o fantă longitudinală lungă, de-a lungul căreia se deplasa un cărucior cu o sondă introdusă în ea - capul unui voltmetru RF.

SWR poate fi determinat prin măsurarea curentului Il într-unul dintre firele de linie pe o secțiune mai mică de 0,5λ lungime. După ce au determinat valorile maxime și minime, se calculează SWR = Imax/Imin. Pentru a măsura curentul, se folosește un convertor curent-tensiune sub forma unui transformator de curent (TT) cu o rezistență de sarcină, a cărui tensiune este proporțională și în fază cu curentul măsurat. Să remarcăm un fapt interesant - cu anumiți parametri TT, la ieșirea sa este posibil să se obțină o tensiune egală cu tensiunea de pe linie (între conductori), adică. Utl = IlZo.

În fig. Figura 1b prezintă împreună un grafic al schimbării în Ul de-a lungul liniei și un grafic al schimbării în Utl. Graficele au aceeași amplitudine și formă, dar sunt deplasate unul față de celălalt cu 0,25X. Analiza acestor curbe arată că este posibil să se determine r (sau SWR) prin măsurarea simultană a valorilor Ul și UTL în orice punct al liniei. În locațiile maximelor și minimelor ambelor curbe (punctele 1 și 2), acest lucru este evident: raportul acestor valori Ul/Utl (sau Utl/Utl) este egal cu SWR, suma este egală cu 2Ulo , iar diferența este 2rUlo. În punctele intermediare, Ul și Utl sunt deplasate în fază și trebuie adăugate ca vectori, cu toate acestea, relațiile de mai sus sunt păstrate, deoarece unda de tensiune reflectată este întotdeauna inversă în fază cu unda de curent reflectată și rUlo = rUtl.

În consecință, un dispozitiv care conține un voltmetru, un convertor calibrat curent-tensiune și un circuit de adăugare-scădere vă va permite să determinați parametri de linie precum r sau SWR, precum și Rpad și Rotr atunci când este pornit oriunde în linie.

Primele informații despre dispozitive de acest gen datează din 1943 și sunt reproduse în. Primele dispozitive practice cunoscute de autor au fost descrise în. Versiunea circuitului luată ca bază este prezentată în Fig. 2. Dispozitivul conținea:

• senzor de tensiune - divizor capacitiv pe C1 și C2 cu o tensiune de ieșire Uc, semnificativ mai mică decât tensiunea de pe linia Ul. Raportul p = Uc/Uл se numește coeficient de cuplare;
• transformator de curent T1, înfăşurat pe un miez magnetic inel carbonil. Înfășurarea sa primară avea o tură sub forma unui conductor care trece prin centrul inelului, înfășurarea secundară avea n spire, sarcina pe înfășurarea secundară era rezistența R1, tensiunea de ieșire era 2Ut. Înfășurarea secundară poate fi făcută din două înfășurări separate cu tensiunea Ut fiecare și cu propria rezistență de sarcină, cu toate acestea, din punct de vedere structural, este mai convenabil să se facă o înfășurare cu un robinet din mijloc;
• detectoare pe diodele VD1 și VD2, comutator SA1 și voltmetru pe microampermetru PA1 cu rezistențe suplimentare.

Înfășurarea secundară a transformatorului T1 este conectată în așa fel încât atunci când transmițătorul este conectat la conectorul din stânga în diagramă și sarcina în dreapta, tensiunea totală Uc + UT este furnizată diodei VD1 și diferența tensiunea este furnizată la dioda VD2. Când o sarcină rezistivă de referință cu o rezistență egală cu impedanța caracteristică a liniei este conectată la ieșirea contorului SWR, nu există undă reflectată și, prin urmare, tensiunea RF la VD2 poate fi zero. Acest lucru se realizează în procesul de echilibrare a dispozitivului prin egalizarea tensiunilor UT și Uc folosind un condensator de reglare C1. După cum sa arătat mai sus, după o astfel de setare, mărimea tensiunii diferențelor (la Zн≠Zо) va fi proporțională cu coeficientul de reflexie r Măsurătorile cu sarcină reală se efectuează astfel. În primul rând, în poziția comutatorului SA1 („Undă incidentă”) afișată în diagramă, rezistorul variabil de calibrare R3 este utilizat pentru a seta săgeata instrumentului la ultima diviziune a scalei (de exemplu, 100 μA). Apoi comutatorul SA1 este mutat în poziția inferioară conform diagramei („Undă reflectată”) și se numără valoarea r. În cazul RH = 75 Ohm, dispozitivul ar trebui să arate 20 μA, ceea ce corespunde cu r = 0,2. Valoarea SWR este determinată de formula de mai sus - SWR = (1 +0,2)/ /(1-0,2) = 1,5 sau SWR = (100+20)/ /(100-20) = 1,5. În acest exemplu, se presupune că detectorul este liniar - în realitate este necesar să se introducă o corecție pentru a ține cont de neliniaritatea acestuia. Cu o calibrare adecvată, dispozitivul poate fi utilizat pentru a măsura puterile incidente și reflectate.

Precizia contorului SWR ca dispozitiv de măsurare depinde de o serie de factori, în primul rând de precizia echilibrării dispozitivului în poziția SA1 „Undă reflectată” la Rн = Zo. Echilibrarea ideală corespunde tensiunilor Uс și Uт, egale ca mărime și strict opuse ca fază, adică diferența lor (suma algebrică) este zero. Într-un design real, există întotdeauna un rest dezechilibrat Ures. Să ne uităm la un exemplu despre modul în care acest lucru afectează rezultatul final al măsurătorii. Să presupunem că în timpul echilibrării tensiunile rezultate sunt Uс = 0,5 V și Uт = 0,45 V (adică, un dezechilibru de 0,05 V, ceea ce este destul de realist). Cu o sarcină Rн = 75 Ohm într-o linie de 50 Ohm, avem de fapt SWR = 75/50 = 1,5 și r = 0,2, iar magnitudinea undei reflectate, recalculată la niveluri intra-dispozitiv, va fi rUc = 0,2x0 .5 = 0, 1 V și rUт = 0,2x0,45 = 0,09 V.

Să ne uităm din nou la Fig. 1,b, curbele pe care sunt prezentate pentru SWR = 1,5 (curbele Ul și Utl pentru linie vor corespunde în cazul nostru cu Uc și Ut). În punctul 1 Uc max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V și SWR = 0,6/0,36 = 1,67. La punctul 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0,4 și SWR = 0,54/0,4 = 1,35. Din acest calcul simplu, este clar că, în funcție de locul în care un astfel de contor SWR este conectat la o linie cu un SWR real = 1,5 sau când se modifică lungimea liniei dintre dispozitiv și sarcină, pot fi citite diferite valori SWR - de la 1.35 la 1.67!

Ce poate duce la o echilibrare incorectă?

1. Prezența unei tensiuni de tăiere a unei diode cu germaniu (în cazul nostru VD2), la care nu mai conduce, este de aproximativ 0,05 V. Prin urmare, cu UOCT< 0,05 В прибор РА1 покажет "ноль" и можно допустить ошибку в балансировке. Относительная неточность значительно уменьшится, если поднять в несколько раз напряжения Uc и соответственно UT. Например, при Uc = 2 В и UT = 1,95 В (Uост = 0,05 В) пределы изменения КСВ для приведенного выше примера будут уже только от 1,46 до 1,54.

2. Prezența dependenței de frecvență a tensiunilor Uc sau UT. Cu toate acestea, este posibil ca echilibrarea precisă să nu fie realizată pe întregul interval de frecvență de funcționare. Să ne uităm la un exemplu al unuia dintre motivele posibile. Să presupunem că dispozitivul folosește un condensator divizor C2 cu o capacitate de 150 pF cu fire de sârmă cu un diametru de 0,5 mm și o lungime de 10 mm fiecare. Inductanța măsurată a unui fir de acest diametru cu o lungime de 20 mm s-a dovedit a fi egală cu L = 0,03 μH. La frecvența superioară de operare f = 30 MHz, rezistența condensatorului va fi Xc = 1 /2πfС = -j35,4 Ohm, reactanța totală a bornelor XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Ca urmare, rezistența brațului inferior al divizorului va scădea la valoarea -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (aceasta corespunde unui condensator cu o capacitate de 177 pF). În același timp, la frecvențe de la 7 MHz și mai jos, influența pinilor este neglijabilă. De aici concluzia - în brațul inferior al divizorului, trebuie folosiți condensatori neinductivi cu cabluri minime (de exemplu, suport sau trecere) și mai mulți condensatori trebuie conectați în paralel. Bornele condensatorului „superior” C1 nu au practic niciun efect asupra situației, deoarece Xc al condensatorului superior este de câteva zeci de ori mai mare decât cel al celui inferior. Puteți obține o echilibrare uniformă pe întreaga bandă de frecvență de operare folosind o soluție originală, care va fi discutată la descrierea proiectelor practice.

3.2. Reactanța inductivă a înfășurării secundare T1 la frecvențe inferioare ale domeniului de funcționare (~ 1,8 MHz) poate deriva semnificativ pe R1, ceea ce va duce la o scădere a UT și a defazajului acestuia.

3.3. Rezistența R2 face parte din circuitul detectorului. Deoarece, conform circuitului, șuntează C2, la frecvențe mai mici coeficientul de divizare poate deveni dependent de frecvență și fază.

3.4. În diagrama din fig. 2 detectoare de pe VD1 sau VD2 în stare deschisă ocolesc brațul inferior al divizorului capacitiv la C2 cu rezistența lor de intrare RBX, adică RBX acționează în același mod ca R2. Influența RBX este nesemnificativă la (R3 + R2) mai mult de 40 kOhm, ceea ce necesită utilizarea unui indicator sensibil PA1 cu un curent total de abatere de cel mult 100 μA și o tensiune RF la VD1 de cel puțin 4 V.

3.5. Conectorii de intrare și de ieșire ai contorului SWR sunt de obicei separați la 30...100 mm. La o frecvență de 30 MHz, diferența de fază de tensiune pe conectori va fi α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. Modul în care aceasta poate afecta munca este prezentat în Fig. 3a și fig. 3, b. Singura diferență între circuitele din aceste figuri este că condensatorul C1 este conectat la conectori diferiți (T1 în ambele cazuri este situat în mijlocul conductorului dintre conectori).

În primul caz, restul necompensat poate fi redus prin ajustarea fazei UOCT folosind un mic condensator Ck conectat în paralel, iar în al doilea caz prin conectarea în serie cu R1 a unei inductanțe mici Lk sub forma unei bucle de sârmă. Această metodă este adesea folosită atât în ​​contoarele SWR de casă, cât și „de marcă”, dar acest lucru nu ar trebui făcut. Pentru a verifica acest lucru, doar rotiți dispozitivul astfel încât conectorul de intrare să devină conectorul de ieșire. În acest caz, compensația care a ajutat înainte de viraj va deveni dăunătoare - Uoct va crește semnificativ. Când se lucrează pe o linie reală cu o sarcină de neegalat, în funcție de lungimea liniei, dispozitivul poate ajunge într-un loc de pe linie unde corecția introdusă va „îmbunătăți” SWR real sau, dimpotrivă, o „mai rău”. În orice caz, numărul va fi incorect. Recomandarea este să plasați conectorii cât mai aproape unul de celălalt posibil și să utilizați designul original al circuitului prezentat mai jos.

Pentru a ilustra cât de mult pot afecta motivele discutate mai sus fiabilitatea citirilor contorului SWR, Fig. Figura 4 prezintă rezultatele testării a două dispozitive fabricate din fabrică. Testul a constat în instalarea unei sarcini de neegalat cu un SWR calculat = 2,25 la capătul unei linii constând dintr-un număr de secțiuni de cablu conectate în serie cu Z® = 50 Ohmi, fiecare λ/8 lungime.

În timpul măsurătorilor, lungimea totală a liniei a variat de la λ/8 la 5/8λ. Au fost testate două dispozitive: ieftinul BRAND X (curba 2) și unul dintre cele mai bune modele - BIRD 43 (curba 3). Curba 1 arată SWR adevărat. După cum se spune, comentariile sunt inutile.

În fig. Figura 5 prezintă un grafic al dependenței erorii de măsurare de valoarea coeficientului de directivitate D (directivitate) al contorului SWR. Grafice similare pentru KBV = 1/SWR sunt date în. În raport cu proiectarea din Fig. 2, acest coeficient este egal cu raportul tensiunilor HF de pe diodele VD1 și VD2 atunci când sunt conectate la ieșirea contorului SWR de sarcină Rн = Zо D = 20lg(2Uо/Uore). Astfel, cu cât circuitul a fost mai bine echilibrat (cu cât Ures este mai mic), cu atât D mai mare. Puteți utiliza și citirile indicatorului PA1 - D = 20 x x log(Ipad/Iref). totuși, această valoare D va fi mai puțin precisă din cauza neliniarității diodelor.

Pe grafic, axa orizontală arată valorile reale SWR, iar axa verticală arată cele măsurate, ținând cont de eroarea în funcție de valoarea D a contorului SWR. Linia punctată arată un exemplu - SWR real = 2, un dispozitiv cu D = 20 dB va da citiri de 1,5 sau 2,5 și cu D = 40 dB - 1,9 sau, respectiv, 2,1.

După cum rezultă din datele din literatură, contorul SWR conform diagramei din Fig. 2 are D - 20 dB. Aceasta înseamnă că fără o corecție semnificativă nu poate fi utilizat pentru măsurători precise.

Al doilea cel mai important motiv pentru citirile incorecte ale contorului SWR este legat de neliniaritatea caracteristicii curent-tensiune a diodelor detectoare. Acest lucru duce la o dependență a citirilor de nivelul de putere furnizată, în special în partea inițială a scalei indicatorului PA1. În contoarele SWR de marcă, indicatorul are adesea două scale - pentru niveluri de putere scăzute și mari.

Transformatorul de curent T1 este o parte importantă a contorului SWR. Principalele sale caracteristici sunt aceleași cu cele ale unui transformator de tensiune mai convențional: numărul de spire ale înfășurării primare n1 și ale înfășurării secundare n2, raportul de transformare k = n2/n1, curentul înfășurării secundare I2 = l1/k. Diferența este că curentul prin înfășurarea primară este determinat de circuitul extern (în cazul nostru, este curentul din alimentator) și nu depinde de rezistența de sarcină a înfășurării secundare R1, prin urmare și curentul l2 nu depinde depinde de valoarea rezistenței rezistorului R1. De exemplu, dacă printr-un alimentator se transmite puterea P = 100 W, Zo = 50 Ohm, curentul I1 = √P/Zo = 1,41 A și la k = 20 curentul înfășurării secundare va fi l2 = I1/k - 0,07 A. Tensiune la bornele înfășurării secundare va fi determinată de valoarea lui R1: 2UT = l2 x R1 iar la R1 = 68 Ohmi va fi 2UT = 4,8 V. Puterea degajată la rezistența P = (2UT)2/R1 = 0,34 W. Să acordăm atenție particularității transformatorului de curent - cu cât mai puține spire în înfășurarea secundară, cu atât va fi mai mare tensiunea la bornele sale (la același R1). Cel mai dificil mod pentru un transformator de curent este modul inactiv (R1 = ∞), în timp ce tensiunea la ieșire crește brusc, circuitul magnetic devine saturat și se încălzește atât de mult încât se poate prăbuși.

În cele mai multe cazuri, o singură tură este utilizată în înfășurarea primară. Această bobină poate avea forme diferite, așa cum se arată în Fig. 6,a și fig. 6,b (sunt echivalente), dar înfășurarea conform fig. 6,c este deja de două ture.

O problemă separată este utilizarea unui ecran conectat la corp sub forma unui tub între firul central și înfășurarea secundară. Pe de o parte, ecranul elimină cuplarea capacitivă între înfășurări, ceea ce îmbunătățește oarecum echilibrarea semnalului de diferență; pe de altă parte, în ecran apar curenți turbionari, care afectează și echilibrarea. Practica a arătat că cu și fără ecran puteți obține aproximativ aceleași rezultate. Dacă ecranul este încă folosit, lungimea acestuia trebuie să fie minimă, aproximativ egală cu lățimea miezului magnetic utilizat și conectată la corp cu un conductor scurt larg. Ecranul ar trebui să fie „împământat” la linia centrală, la echidistant de ambii conectori. Pentru ecran, puteți folosi un tub de alamă cu diametrul de 4 mm de la antene telescopice.

Pentru contoarele SWR cu putere transmisă de până la 1 kW, sunt potrivite miezurile magnetice cu inel de ferită cu dimensiunile K12x6x4 și chiar K10x6x3. Practica a arătat că numărul optim de spire n2 = 20. Cu o inductanță a înfășurării secundare de 40...60 μH se obține cea mai mare uniformitate de frecvență (valoarea admisă este de până la 200 μH). Este posibil să folosiți miezuri magnetice cu o permeabilitate de la 200 la 1000 și este indicat să alegeți o dimensiune standard care să asigure inductanța optimă a înfășurării.

Puteți folosi miezuri magnetice cu permeabilitate mai mică dacă folosiți dimensiuni mai mari, măriți numărul de spire și/sau reduceți rezistența R1. Dacă permeabilitatea circuitelor magnetice existente este necunoscută, dacă aveți un inductanță, aceasta poate fi determinată. Pentru a face acest lucru, ar trebui să înfășurați zece spire pe un miez magnetic necunoscut (o tură este considerată a fi fiecare intersecție a firului cu orificiul intern al miezului), să măsurați inductanța bobinei L (μH) și să înlocuiți această valoare în formula μ = 2,5 LDav/S, unde Dav este diametrul mediu al miezului magnetic în cm ; S este secțiunea transversală a miezului în cm 2 (exemplu - pentru K10x6x3 Dcp = 0,8 cm și S = 0,2x0,3 = 0,06 cm 2).

Dacă se cunoaşte μ al circuitului magnetic, se poate calcula inductanţa unei înfăşurări de n spire: L = μn 2 S/250Dcp.

Aplicabilitatea miezurilor magnetice pentru un nivel de putere de 1 kW sau mai mult poate fi verificată și la 100 W în alimentator. Pentru a face acest lucru, ar trebui să instalați temporar un rezistor R1 cu o valoare de 4 ori mai mare, în consecință, tensiunea Ut va crește, de asemenea, de 4 ori, ceea ce este echivalent cu o creștere a puterii de trecere de 16 ori. Încălzirea circuitului magnetic poate fi verificată prin atingere (puterea rezistorului temporar R1 va crește și ea de 4 ori). În condiții reale, puterea rezistorului R1 crește proporțional cu creșterea puterii în alimentator.

SWR contoare UT1MA

Cele două modele ale contorului SWR UT1MA, care vor fi discutate mai jos, au aproape același design, dar design diferite. În prima versiune (KMA - 01), senzorul de înaltă frecvență și partea indicator sunt separate. Senzorul are conectori coaxiali de intrare și ieșire și poate fi instalat oriunde pe calea de alimentare. Este conectat la indicator cu un cablu cu trei fire de orice lungime. În a doua opțiune (KMA - 02), ambele unități sunt situate într-o singură carcasă.

Diagrama contorului SWR este prezentată în Fig. 7 și diferă de diagrama de bază din Fig. 2 prin prezența a trei circuite de corecție.

Să ne uităm la aceste diferențe.

1. Brațul superior al divizorului capacitiv C1 este format din doi condensatori permanenți identici C1 = C1 „+ C1”, conectați la conectorii de intrare și respectiv de ieșire. După cum s-a menționat în prima parte a articolului, fazele de tensiune la acești conectori sunt ușor diferite și, cu această conexiune, faza Uc este mediată și se apropie de faza UT. Acest lucru îmbunătățește echilibrarea dispozitivului.
2. Datorită introducerii bobinei L1, rezistența brațului superior al divizorului capacitiv devine dependentă de frecvență, ceea ce face posibilă nivelarea echilibrării la marginea superioară a domeniului de funcționare (21...30 MHz).
3. Prin selectarea rezistorului R2 (adică, constanta de timp a lanțului R2C2), este posibil să se compenseze dezechilibrul cauzat de căderea de tensiune UT și defazarea acestuia la marginea inferioară a intervalului (1,8...3,5 MHz).

În plus, echilibrarea este realizată de un condensator de reglare conectat la brațul inferior al divizorului. Acest lucru simplifică instalarea și permite utilizarea unui condensator de reglare de mică putere și de dimensiuni mici.

Designul oferă capacitatea de a măsura puterea undelor incidente și reflectate. Pentru a face acest lucru, comutatorul SA2 introduce un rezistor de reglare R5 în circuitul indicator în loc de un rezistor de calibrare variabil R4, care setează limita dorită pentru puterea măsurată.

Utilizarea corecției optime și proiectarea rațională a dispozitivului a făcut posibilă obținerea unui coeficient de directivitate D în intervalul 35...45 dB în banda de frecvență 1,8...30 MHz.

Următoarele detalii sunt utilizate în contoarele SWR.

Înfășurarea secundară a transformatorului T1 conține 2 x 10 spire (înfășurate în 2 fire) cu fir PEV de 0,35, așezate uniform pe un inel de ferită K12 x 6 x 4 cu o permeabilitate de aproximativ 400 (inductanță măsurată ~ 90 μH).

Rezistorul R1 - 68 Ohm MLT, de preferință fără o canelură pentru șuruburi pe corpul rezistenței. Cu o putere de trecere mai mică de 250 W, este suficient să instalați un rezistor cu o putere de disipare de 1 W, cu o putere de 500 W - 2 W. Cu o putere de 1 kW, rezistența R1 poate fi compusă din două rezistențe conectate în paralel cu o rezistență de 130 Ohmi și o putere de 2 W fiecare. Cu toate acestea, dacă KS V-meter este proiectat pentru un nivel de putere ridicat, este logic să se dubleze numărul de spire ale înfășurării secundare T1 (până la 2 x 20 de spire). Acest lucru va reduce puterea de disipare necesară a rezistorului R1 de 4 ori (în acest caz, condensatorul C2 ar trebui să aibă o capacitate de două ori mai mare).

Capacitatea fiecăruia dintre condensatoarele C G și C1 "poate fi în intervalul 2,4...3 pF (KT, KTK, KD pentru o tensiune de funcționare de 500 V la P ≥ 1 kW și 200...250 V la mai jos). Condensatoare C2 - pentru orice tensiune (KTK sau altele neinductive, unul sau 2 - 3 în paralel), condensatorul C3 este un trimmer de dimensiuni mici cu limite de schimbare a capacității de 3...20 pF (KPK - M, KT - 4). Capacitatea necesară a condensatorului C2 depinde de valoarea totală a capacității brațului superior al divizorului capacitiv, care include, pe lângă condensatorii C" + C1", și o capacitate C0 ~ 1 pF. înfășurarea secundară a transformatorului T1 și a conductorului central Capacitatea totală a brațului inferior - C2 plus C3 la R1 = 68 Ohm ar trebui să fie de aproximativ 30 de ori mai mare decât capacitatea diodelor VD1 și VD2 - D311 C4, C5 și C6 - cu o capacitate de 0,0033... 0,01 µF (KM sau altă frecvență înaltă), indicator RA1 - M2003 cu un curent total de abatere de 100 µA, rezistor variabil R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2m, Rezistorul de tăiere R4 - 150 kOhm Rezistorul R3 are o rezistență de 10 kOhm - protejează indicatorul de o posibilă suprasarcină.

Valoarea inductanței de corecție L1 poate fi determinată după cum urmează. Când echilibrați dispozitivul (fără L1), trebuie să marcați pozițiile rotorului condensatorului de reglare C3 la frecvențe de 14 și 29 MHz, apoi să îl dezlipiți și să măsurați capacitatea în ambele poziții marcate. Să presupunem că pentru frecvența superioară capacitatea se dovedește a fi cu 5 pF mai mică, iar capacitatea totală a brațului inferior al divizorului este de aproximativ 130 pF, adică diferența este de 5/130 sau aproximativ 4%. Prin urmare, pentru egalizarea frecvenței, este necesar să se reducă rezistența brațului superior cu ~ 4% la o frecvență de 29 MHz. De exemplu, cu C1 + C0 = 5 pF, rezistența capacitivă Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, respectiv, Xc - j44 Ohm și L1 = XL1 / 2πf = 0,24 μH.

La dispozitivele originale, bobina L1 avea 8...9 spire cu fir PELSHO 0,29. Diametrul interior al bobinei este de 5 mm, înfășurarea este strânsă, urmată de impregnare cu adeziv BF-2. Numărul final de spire este determinat după ce este instalat. Inițial, echilibrarea se efectuează la o frecvență de 14 MHz, apoi frecvența este setată la 29 MHz și numărul de spire ale bobinei L1 este selectat astfel încât circuitul să fie echilibrat la ambele frecvențe cu aceeași poziție a trimmerului C3.

După ce ați realizat o echilibrare bună la frecvențele medii și înalte, setați frecvența la 1,8 MHz, lipiți temporar un rezistor variabil cu o rezistență de 15...20 kOhm în locul rezistenței R2 și găsiți valoarea la care UOCT este minimă. Valoarea rezistenței rezistorului R2 depinde de inductanța înfășurării secundare T1 și se află în intervalul 5...20 kOhm pentru inductanța sa 40...200 μH (valori mai mari de rezistență pentru inductanță mai mare).

În condiții de radioamatori, cel mai adesea un microampermetru cu o scară liniară este utilizat în indicatorul contorului SWR și citirea se efectuează conform formulei SWR = (Ipad + Iref) / (Ipad -Iref), unde I în microamperi este citirile indicatorului în modurile „incident” și, respectiv, „reflectat”. În acest caz, eroarea datorată neliniarității secțiunii inițiale a caracteristicilor curent-tensiune ale diodelor nu este luată în considerare. Testarea cu sarcini de diferite dimensiuni la o frecvență de 7 MHz a arătat că la o putere de aproximativ 100 W citirile indicatorului au fost în medie cu o diviziune (1 µA) mai mici decât valorile reale, la 25 W - 2,5...3 µA mai puțin și la 10 W - cu 4 pA. De aici o recomandare simplă: pentru opțiunea de 100 de wați, mutați poziția inițială (zero) a acului instrumentului cu o diviziune în sus în avans, iar când utilizați 10 W (de exemplu, când configurați o antenă), adăugați încă 4 µA la citirea scalei în poziția „reflectată”. Exemplu - citirile „incident/reflectate” sunt, respectiv, 100/16 µA, iar SWR corectă va fi (100 + 20) / (100 - 20) = 1,5. Cu o putere semnificativă - 500 W sau mai mult - această corecție nu este necesară.

Trebuie remarcat faptul că toate tipurile de contoare SWR de amatori (transformator de curent, punte, cuple direcționale) dau valori ale coeficientului de reflexie r, iar valoarea SWR trebuie apoi calculată. Între timp, r este principalul indicator al gradului de coordonare, iar SWR este un indicator derivat. Acest lucru poate fi confirmat de faptul că în telecomunicații gradul de acord se caracterizează prin atenuarea inconsecvenței (același r, doar în decibeli). Dispozitivele scumpe de marcă oferă, de asemenea, o citire numită pierdere de returnare.

Ce se întâmplă dacă diode de siliciu sunt folosite ca detectoare? Dacă o diodă cu germaniu la temperatura camerei are o tensiune de tăiere, la care curentul prin diodă este de numai 0,2...0,3 μA, este de aproximativ 0,045 V, atunci o diodă cu siliciu este deja de 0,3 V. Prin urmare, pentru a menține citirea acuratețea la trecerea la diode de siliciu, este necesară creșterea nivelurilor de tensiune Uc și UT ​​(!) de mai mult de 6 ori. În experiment, la înlocuirea diodelor D311 cu KD522 la P = 100 W, sarcină Zn = 75 Ohm și aceleași Uc și UT, s-au obținut următoarele cifre: înainte de înlocuire - 100/19 și SWR = 1,48, după înlocuire - 100/ 12 și SWR calculat = 1,27. Utilizarea unui circuit de dublare folosind diode KD522 a dat un rezultat și mai rău - 100/11 și un SWR calculat = 1,25.

Carcasa senzorului într-o variantă separată poate fi realizată din cupru, aluminiu sau lipită din plăci din folie cu două fețe din fibră de sticlă cu o grosime de 1,5...2 mm. O schiță a unui astfel de design este prezentată în Fig. 8, a.

Carcasa este formata din doua compartimente, unul opus unul altuia se afla conectori RF (CP - 50 sau SO - 239 cu flanse de 25x25 mm), un jumper din sarma cu diametrul de 1,4 mm in izolatie din polietilena cu diametrul de 4,8 mm. mm (de la cablul RK50 - 4), transformatorul de curent T1, condensatorii divizorului capacitiv și bobina de compensare L1, în celălalt - rezistențe R1, R2, diode, condensatoare de reglare și blocare și un conector de frecvență joasă de dimensiuni mici. Știfturi T1 de lungime minimă. Punctul de conectare al condensatoarelor C1" și C1" cu bobina L1 "atârnă în aer", iar punctul de conectare al condensatoarelor C4 și C5 a terminalului central al conectorului XZ este conectat la corpul dispozitivului.

Pereții despărțitori 2, 3 și 5 au aceleași dimensiuni. Nu există găuri în partiția 2, dar în partiția 5 se face o gaură pentru un conector specific de joasă frecvență prin care va fi conectată unitatea de indicator. În jumperul din mijloc 3 (Fig. 8, b), folia este selectată în jurul a trei găuri pe ambele părți, iar trei conductoare de trecere sunt instalate în găuri (de exemplu, șuruburi din alamă M2 și MZ). Schițe ale pereților laterali 1 și 4 sunt prezentate în Fig. 8, c. Liniile punctate arată punctele de conectare înainte de lipire, care se face pe ambele părți pentru o rezistență mai mare și pentru a asigura contactul electric.

Pentru a configura și verifica contorul SWR, aveți nevoie de un rezistor de sarcină standard de 50 Ohmi (echivalent cu o antenă) cu o putere de 50...100 W. Unul dintre posibilele modele de radio amator este prezentat în Fig. 11. Folosește o rezistență TVO comună cu o rezistență de 51 Ohmi și o putere de disipare de 60 W (dimensiuni dreptunghiulare 45 x 25 x 180 mm).

În interiorul corpului rezistenței ceramice se află un canal lung cilindric umplut cu o substanță rezistivă. Rezistorul trebuie apăsat strâns pe partea inferioară a carcasei de aluminiu. Acest lucru îmbunătățește disiparea căldurii și creează o capacitate distribuită care îmbunătățește performanța la lățime de bandă largă. Folosind rezistențe suplimentare cu o putere de disipare de 2 W, rezistența de sarcină de intrare este setată în intervalul 49,9...50,1 ohmi. Cu un mic condensator de corecție la intrare (~ 10 pF), folosind acest rezistor este posibil să se obțină o sarcină cu un SWR nu mai rău de 1,05 într-o bandă de frecvență de până la 30 MHz. Sarcini excelente sunt obținute din rezistențele speciale de dimensiuni mici de tip P1 - 3 cu o valoare nominală de 49,9 ohmi, care pot rezista la o putere semnificativă atunci când se utilizează un radiator extern.

Au fost efectuate teste comparative ale contoarelor SWR de la diferite companii și dispozitive descrise în acest articol. Testul a constat în conectarea unei sarcini de neegalat de 75 ohmi (echivalent cu o antenă de 100 W fabricată din fabrică) la un transmițător cu o putere de ieșire de aproximativ 100 W prin intermediul contorului SWR de 50 ohmi de test și efectuarea a două măsurători. Unul este atunci când este conectat cu un cablu RK50 scurt de 10 cm lungime, celălalt este printr-un cablu RK50 ~ 0,25λ lungime. Cu cât este mai mică răspândirea citirilor, cu atât dispozitivul este mai fiabil.

La o frecvență de 29 MHz s-au obținut următoarele valori SWR:

• DRAKE WH - 7......1.46/1.54
• DIAMOND SX - 100......1.3/1.7
• ALAN KW - 220......1.3/1.7
• ROGER RSM-600......1.35/1.65
• UT1MA......1.44/1.5

Cu o sarcină de 50 ohmi pentru orice lungime de cabluri, toate dispozitivele „întâlnite” au arătat SWR< 1,1.

Motivul împrăștierii mari în citirile RSM-600 a fost descoperit în timpul studiului său. Acest dispozitiv folosește nu un divizor capacitiv ca senzor de tensiune, ci un transformator de tensiune cu un raport de transformare fix. Acest lucru elimină „problemele” divizorului capacitiv, dar reduce fiabilitatea dispozitivului la măsurarea puterilor mari (putere maximă RSM - 600 - doar 200/400 W). Nu există niciun element de reglare în circuitul său, astfel încât rezistența de sarcină a transformatorului de curent trebuie să fie de mare precizie (cel puțin 50 ± 0,5 Ohmi), dar în realitate a fost folosit un rezistor cu o rezistență de 47,4 Ohmi. După înlocuirea acestuia cu un rezistor de 49,9 ohmi, rezultatele măsurătorilor au devenit semnificativ mai bune - 1,48/1,58. Poate că același motiv este asociat cu o mare dispersie de citiri de la dispozitivele SX - 100 și KW - 220.

Măsurarea cu o sarcină de neegalat utilizând un cablu suplimentar de un sfert de undă de 50 ohmi este o modalitate fiabilă de a verifica calitatea contorului SWR. Să notăm trei puncte:

1. Pentru un astfel de test, puteți folosi și o sarcină de 50 Ohm dacă conectați un condensator paralel la intrarea sa, de exemplu, sub forma unei bucăți mici de cablu coaxial deschis la capăt. Conexiunea se realizează convenabil printr-o joncțiune coaxială în T. Date experimentale - cu un segment de RK50 lung de 28 cm la o frecvență de 29 MHz, o astfel de sarcină combinată avea un SWR - 1,3 și cu o lungime de 79 cm - SWR - 2,5 (conectați orice sarcină la contorul SWR numai cu un cablu de 50 ohmi).
2. SWR real în linie corespunde aproximativ cu media a două valori măsurate (cu și fără un cablu suplimentar de sfert de undă).
3. La măsurarea unui dispozitiv real de alimentare cu antenă, pot apărea dificultăți din cauza fluxului de curent pe suprafața exterioară a împletiturii cablului. În prezența unui astfel de curent, modificarea lungimii alimentatorului de jos poate duce la o modificare a acestui curent, ceea ce va duce la o modificare a sarcinii alimentatorului și a SWR real. Puteți reduce influența curentului extern prin rularea alimentatorului care intră în cameră sub forma unei bobine de 15...20 spire cu diametrul de 15...20 cm (choke de protecție).

Literatură

1. D. Lechner, P. Finck. expeditorul Kurzwellen. - Berlin: Militarverlag, 1979.
2. W.B. Bruene - O imagine interioară a wattmetrelor direcționale. - QST, aprilie 1959.
3. D. DeMaw. Măsurarea puterii RF în linie. - QST, decembrie 1969.
4. W. Orr, S. Cowan. Manualul antenei fasciculului. - RAC, SUA, 1993.
5. Beketov V., Kharchenko K. Măsurători și teste în proiectarea și reglarea antenelor de radio amatori. - M.: Comunicare, 1971.

Raportul de undă staționară de tensiune (VSWR)

Raportul de undă staționară de tensiune (VSWR)

În lumea modernă, tehnologia electronică se dezvoltă vertiginos. În fiecare zi apare ceva nou, iar acestea nu sunt doar mici îmbunătățiri ale modelelor existente, ci și rezultatele utilizării tehnologiilor inovatoare care fac posibilă îmbunătățirea semnificativă a performanței.

Industria instrumentarului nu rămâne în urmă cu tehnologia electronică - la urma urmei, pentru a dezvolta și lansa noi dispozitive pe piață, acestea trebuie testate temeinic, atât în ​​faza de proiectare și dezvoltare, cât și în faza de producție. Apar noi echipamente de măsurare și noi metode de măsurare și, în consecință, noi termeni și concepte.

Această secțiune este destinată celor care întâlnesc adesea abrevieri, abrevieri și termeni de neînțeles și ar dori să le înțeleagă mai bine semnificațiile.

Raportul de undă staționară de tensiune este raportul dintre cea mai mare amplitudine a tensiunii de-a lungul unei linii și cea mai mică.

Raportul de undă staționară a tensiunii este calculat folosind formula:

,
unde U 1 și U 2 sunt amplitudinile undelor incidente și, respectiv, reflectate.

În mod ideal, VSWR = 1, ceea ce înseamnă că nu există undă reflectată. Când apare o undă reflectată, aceasta crește direct proporțional cu gradul de nepotrivire dintre cale și sarcină. Valorile VSWR permise la frecvența de funcționare sau banda de frecvență pentru diferite dispozitive sunt reglementate în specificațiile tehnice și GOST. Valorile coeficientului acceptabile de obicei variază de la 1,1 la 2,0.

VSWR se măsoară, de exemplu, folosind două cuple direcționale conectate la calea în direcția opusă. În tehnologia spațială, VSWR este măsurată de senzori SWR încorporați în căile ghidurilor de undă. Analizoarele de rețea moderne au și senzori VSWR încorporați.

Atunci când se efectuează măsurători VSWR, este necesar să se țină cont de faptul că atenuarea semnalului în cablu duce la erori de măsurare. Acest lucru se explică prin faptul că atât undele incidente, cât și cele reflectate suferă atenuări. În astfel de cazuri, VSWR se calculează după cum urmează:

,

unde K este coeficientul de atenuare al undei reflectate, care se calculează după cum urmează: K = 2BL,
aici B este atenuarea specifică, dB/m;
L - lungimea cablului, m;
iar multiplicatorul 2 ia în considerare faptul că semnalul suferă o atenuare în timpul transmisiei de la sursa semnalului cu microunde la antenă și la întoarcere.

La instalarea și configurarea sistemelor de comunicații radio, se măsoară adesea o anumită cantitate nu complet clară numită SWR. Care este această caracteristică, în plus față de spectrul de frecvență indicat în caracteristicile antenei?
Raspundem:
Raportul undelor staționare (SWR), raportul undelor de călătorie (TWR), pierderea de retur sunt termeni care caracterizează gradul de potrivire a căii de frecvență radio.
În liniile de transmisie de înaltă frecvență, potrivirea impedanței sursei de semnal cu impedanța caracteristică a liniei determină condițiile de transmisie a semnalului. Când aceste rezistențe sunt egale, în linie are loc un mod de undă de călătorie, în care toată puterea sursei de semnal este transferată la sarcină.

Rezistența cablului măsurată la curent continuu de un tester va arăta fie un circuit deschis, fie un scurtcircuit, în funcție de ceea ce este conectat la celălalt capăt al cablului, iar impedanța caracteristică a unui cablu coaxial este determinată de raportul dintre diametrele interioare. și conductorii exteriori ai cablului și caracteristicile izolatorului dintre ele. Impedanța caracteristică este rezistența pe care o linie o oferă unei undă de călătorie a unui semnal de înaltă frecvență. Impedanța caracteristică este constantă de-a lungul liniei și nu depinde de lungimea acesteia. Pentru frecvențele radio, impedanța caracteristică a liniei este considerată constantă și pur activă. Este aproximativ egal cu:
unde L și C sunt capacitatea distribuită și inductanța liniei;

Unde: D este diametrul conductorului exterior, d este diametrul conductorului interior, este constanta dielectrică a izolatorului.
La calcularea cablurilor de radiofrecvență, aceștia se străduiesc să obțină un design optim care să ofere caracteristici electrice ridicate cu cel mai mic consum de materiale.
Când utilizați cupru pentru conductorii interni și externi ai unui cablu de radiofrecvență, se aplică următoarele rapoarte:
atenuarea minimă în cablu se realizează cu un raport de diametru

Puterea electrică maximă este atinsă atunci când:

puterea maximă transmisă la:

Pe baza acestor relații au fost selectate impedanțele caracteristice ale cablurilor de radiofrecvență produse de industrie.
Precizia și stabilitatea parametrilor cablului depind de precizia de fabricație a diametrelor conductorilor interior și exterior și de stabilitatea parametrilor dielectrici.
Nu există nicio reflexie într-o linie perfect potrivită. Când impedanța de sarcină este egală cu impedanța caracteristică a liniei de transmisie, unda incidentă este complet absorbită în sarcină și nu există unde reflectate sau staționare. Acest mod se numește modul unde călătorii.
Când există un scurtcircuit sau un circuit deschis la capătul liniei, unda incidentă este reflectată complet înapoi. Unda reflectată se adaugă celei incidente, iar amplitudinea rezultată în orice secțiune a liniei este suma amplitudinilor undelor incidente și reflectate. Tensiunea maximă se numește antinod, tensiunea minimă se numește nod de tensiune. Nodurile și antinodurile nu se mișcă în raport cu linia de transmisie. Acest mod se numește modul unde staționare.
Dacă o sarcină aleatorie este conectată la ieșirea unei linii de transmisie, doar o parte a undei incidente este reflectată înapoi. În funcție de gradul de nepotrivire, unda reflectată crește. Undele stătătoare și cele de călătorie sunt stabilite simultan în linie. Acesta este un mod de undă mixt sau combinat.
Raportul undelor stătătoare (SWR) este o mărime adimensională care caracterizează raportul undelor incidente și reflectate într-o linie, adică gradul de aproximare față de modul undei de călătorie:
; după cum se vede prin definiție, SWR poate varia de la 1 la infinit;
SWR variază proporțional cu raportul dintre rezistența de sarcină și impedanța caracteristică a liniei:

Coeficientul undei de călătorie este reciproca SWR:
KBV= poate varia de la 0 la 1;

• Pierderea de retur este raportul dintre puterile undelor incidente și reflectate, exprimat în decibeli.

sau invers:
Pierderile de retur sunt convenabile de utilizat atunci când se evaluează eficiența unei căi de alimentare, atunci când pierderile de cablu, exprimate în dB/m, pot fi pur și simplu însumate cu pierderile de retur.
Valoarea pierderii de nepotrivire depinde de SWR:
în vremuri sau în decibeli.
Energia transmisă cu o sarcină nepotrivită este întotdeauna mai mică decât cu o sarcină potrivită. Un transmițător care funcționează pentru o sarcină nepotrivită nu furnizează liniei toată puterea pe care ar furniza-o unei sarcini potrivite. De fapt, aceasta nu este o pierdere în linie, ci o reducere a puterii furnizate liniei de către transmițător. Măsura în care SWR afectează reducerea poate fi văzută din tabel:

Este important să înțelegeți că:

• SWR este același în orice secțiune a liniei și nu poate fi ajustat prin modificarea lungimii liniei. Dacă citirile contorului SWR variază semnificativ pe măsură ce se deplasează de-a lungul liniei, acest lucru poate indica efectul antenei de alimentare cauzat de curentul care curge de-a lungul exteriorului împletiturii cablului coaxial și/sau design slab al contorului, dar nu că SWR-ul variază de-a lungul liniei.
• Puterea reflectată nu revine la transmițător și nu îl încălzește și nu îl deteriorează. Deteriorarea poate fi cauzată de operarea etajului de ieșire al transmițătorului cu o sarcină nepotrivită. Ieșirea de la transmițător, deoarece tensiunea semnalului de ieșire și unda reflectată pot fi combinate într-un caz nefavorabil la ieșire, poate apărea din cauza depășirii tensiunii maxime admise a joncțiunii semiconductoare.
• SWR ridicat într-un alimentator coaxial, cauzat de o nepotrivire semnificativă între impedanța caracteristică a liniei și impedanța de intrare a antenei, nu provoacă în sine apariția curentului RF pe suprafața exterioară a împletiturii cablului și radiația alimentatorului. linia.

SWR se măsoară, de exemplu, folosind două cuple direcționale conectate la cale în direcții opuse sau un reflectometru cu punte de măsurare, care face posibilă obținerea de semnale proporționale cu semnalul incident și reflectat.

Pentru măsurarea SWR pot fi utilizate diverse instrumente. Dispozitivele complexe includ un generator de frecvență de baleiaj, care vă permite să vedeți o imagine panoramică a SWR. Dispozitivele simple constau din cuple și un indicator, iar sursa de semnal este externă, de exemplu, un post de radio.

De exemplu, RK2-47 cu două blocuri, folosind un reflectometru cu punte de bandă largă, a furnizat măsurători în intervalul 0,5-1250 MHz.

P4-11 a servit la măsurarea VSWR, faza coeficientului de reflexie, modulul și faza coeficientului de transmisie în intervalul 1-1250 MHz.
Instrumente importate pentru măsurarea SWR care au devenit clasice de la Bird și Telewave:

Sau mai simplu și mai ieftin:

Conturile panoramice simple și ieftine de la AEA sunt populare:

Măsurătorile SWR pot fi efectuate atât într-un anumit punct al spectrului, cât și într-o panoramă. În acest caz, ecranul analizorului poate afișa valori SWR în spectrul specificat, ceea ce este convenabil pentru reglarea unei anumite antene și elimină greșelile la tăierea antenei.
Pentru majoritatea analizoarelor de sistem, există capete de control - punți reflectometrice care vă permit să măsurați SWR cu o precizie ridicată la un punct de frecvență sau într-o panoramă:

Măsurarea practică constă în conectarea contorului la conectorul dispozitivului testat sau la o cale deschisă atunci când se utilizează un dispozitiv de tip trecere. Valoarea SWR depinde de mulți factori:

• Îndoituri, defecte, neomogenități, lipituri în cabluri.
• Calitatea tăierii cablurilor în conectorii de radiofrecvență.
• Disponibilitatea conectorilor adaptor
• Umiditatea pătrunde în cabluri.

La măsurarea SWR a unei antene printr-un alimentator cu pierderi, semnalul de testare din linie este atenuat și alimentatorul va introduce o eroare corespunzătoare pierderilor din acesta. Atât undele incidente, cât și cele reflectate suferă atenuări. În astfel de cazuri, VSWR se calculează:
Unde k - coeficientul de atenuare al undei reflectate, care se calculează: k=2BL; ÎN- atenuare specifica, dB/m; L- lungimea cablului, m, în timp ce
factor 2 ia in considerare ca semnalul este atenuat de doua ori - pe drumul catre antena si pe drumul de la antena la sursa, pe drumul de intoarcere.
De exemplu, folosind un cablu cu o atenuare specifică de 0,04 dB/m, atenuarea semnalului pe o lungime de alimentare de 40 de metri va fi de 1,6 dB în fiecare direcție, pentru un total de 3,2 dB. Aceasta înseamnă că în loc de valoarea reală a SWR = 2,0, dispozitivul va afișa 1,38; la SWR=3.00 dispozitivul va arăta aproximativ 2.08.

De exemplu, dacă testați o cale de alimentare cu o pierdere de 3 dB, o antenă cu un SWR de 1,9 și utilizați un transmițător de 10 W ca sursă de semnal pentru contorul de trecere, atunci puterea incidentă măsurată de contor va fi 10 W. Semnalul furnizat va fi atenuat de alimentator de 2 ori, 0,9 din semnalul de intrare va fi reflectat de la antenă și, în final, semnalul reflectat pe drumul către dispozitiv va fi atenuat de încă 2 ori. Dispozitivul va arăta sincer raportul dintre semnalele incidente și reflectate: puterea incidentă este de 10 W și puterea reflectată este de 0,25 W. SWR va fi de 1,37 în loc de 1,9.

Dacă utilizați un dispozitiv cu un generator încorporat, atunci este posibil ca puterea acestui generator să nu fie suficientă pentru a crea tensiunea necesară pe detectorul de unde reflectate și veți vedea o pistă de zgomot.

În general, efortul depus pentru a reduce SWR sub 2:1 în orice linie coaxială nu are ca rezultat o creștere a eficienței radiației antenei și este recomandabil în cazurile în care circuitul de protecție a transmițătorului este declanșat, de exemplu, la SWR> 1,5 sau circuitele dependente de frecvență conectate la alimentator sunt deranjate.

Compania noastră oferă o gamă largă de echipamente de măsurare de la diverși producători, să le analizăm pe scurt:
M.F.J.
MFJ-259– un dispozitiv destul de ușor de utilizat pentru măsurarea complexă a parametrilor sistemelor care funcționează în intervalul de la 1 la 170 MHz.

Contorul SWR MFJ-259 este foarte compact și poate fi utilizat fie cu o sursă de alimentare externă de joasă tensiune, fie cu un set intern de baterii AA.

MFJ-269
Contorul SWR MFJ-269 este un dispozitiv combinat compact cu alimentare autonomă.
Indicarea modurilor de funcționare se efectuează pe un afișaj cu cristale lichide, iar rezultatele măsurătorilor - pe LCD și instrumente indicator situate pe panoul frontal.
MFJ-269 vă permite să efectuați un număr mare de măsurători suplimentare ale antenei: impedanța RF, pierderile cablurilor și lungimile lor electrice până la punctul de rupere sau scurtcircuit.

Gama de frecvență de funcționare a contorului SWR este împărțită în subdomeni: 1,8...4 MHz, 27...70 MHz, 415...470 MHz, 4,0...10 MHz, 70...114 MHz, 10. ..27 MHz, 114...170 MHz

SWR și contoare de putereCometă
Seria Comet de contoare de putere și SWR este reprezentată de trei modele: CMX-200 (SWR și contor de putere, 1,8-200 MHz, 30/300/3 kW), CMX-1 (SWR și contor de putere, 1,8-60 MHz, 30/300/3 kW) și, de cel mai mare interes, CMX2300 T (SWR și contor de putere, 1,8-60/140-525 MHz, 30/300/3 kW, 20/50/200 W)
CMX2300T
Contorul de putere și SWR CMX-2300 este format din două sisteme independente în intervalul 1,8-200 MHz și 140-525 MHz, cu capacitatea de a măsura simultan aceste intervale. Structura de trecere a dispozitivului și, în consecință, pierderea redusă de putere permite efectuarea măsurătorilor pe o perioadă lungă de timp.

Contoare de putere și SWRNissen
Adesea, lucrul la fața locului nu necesită un dispozitiv complex care oferă o imagine completă, ci mai degrabă un dispozitiv funcțional și ușor de utilizat. Seria Nissen de contoare de putere și SWR sunt doar astfel de „cai de lucru”.
O structură simplă de trecere și o limită mare de putere de până la 200 W, împreună cu un spectru de frecvență de 1,6-525 MHz, fac din dispozitivele Nissen un ajutor foarte valoros acolo unde nu este nevoie de o caracteristică de linie complexă, ci mai degrabă de rapidă. și măsurători precise.
NISSEI TX-502
Un reprezentant tipic al seriei de contoare Nissen este Nissen TX-502. Măsurarea pierderilor directe și pe retur, măsurarea SWR, panou indicator cu gradări clar vizibile. Functionalitate maxima cu un design laconic. Și, în același timp, în procesul de instalare a antenelor, acest lucru este adesea destul de suficient pentru implementarea rapidă și eficientă a unui sistem de comunicații și configurarea unui canal.